555 Zeitschaltkreisschaltmagnet für Kraftfahrzeuge mit PNP- und NPN-Schalttransistoren

Ich versuche, eine 30-Sekunden-Timer-Schaltung zu entwerfen, um einen Automagneten zu schalten, der etwa 0,8 Ampere verbraucht, und brauche bitte etwas Hilfe.

StackExchange-Posts waren bisher sehr, sehr hilfreich, und durch das Lesen älterer Posts hat es dazu beigetragen, das Design der Schaltung mit den Schutzdioden D1 und D2 und den Entkopplungskondensatoren C3 und C4 zu verbessern, die sehr nahe an den Pins 1 und 8 des 555 platziert sind.

Aufgrund der Konfiguration muss mein Steuerkreis über der Last liegen, daher verwende ich einen PNP-Transistor (Q2), um den Magneten zu schalten. Die Basis des PNP ist über einen NPN-Transistor (Q1) mit Masse verbunden, der durch den Ausgang eines 555-Chips geschaltet wird.

30s Timer-Schaltplan

Mein Problem ist, dass der Magnet einschaltet, sobald der NPN-Transistor Q1 angeschlossen ist. Das Trennen entweder des 555-Ausgangs oder der Verbindung vom Transistor zur Erde schaltet die Magnetspule aus.

Beim Prototyping hat es früher funktioniert, wenn BD682 als PNP-Transistor und BD681 als NPN-Transistor mit entsprechend großen Basiswiderständen verwendet wurden, aber jetzt auf oberflächenmontierte Teile umgestiegen sind und kaputt sind. Jeder Rat wird dankbar angenommen!

In diesem Thread: PNP-zu-NPN-Transistorschalter diskutieren einige der Antworten das Hinzufügen von Transistoren zwischen der Basis und dem Emitter des PNP-Transistors aufgrund von Leckagen des NPN-Transistors, aber R5 tut das in meiner Schaltung, denke ich?

Sie müssen definieren, ob es retriggerbar ist oder nicht. Aber Ihr aktueller Antrieb ist viel zu schwach.
Ich bin mir nicht sicher, ob der TRIG-Eingang keinen Pull-up-Widerstand benötigt, ich würde diesen doppelt überprüfen. D1 ist an der falschen Stelle, es sollte parallel zum Solenoid sein, um einen induktiven Rückschlag zu verhindern.
@sstobbe Danke, werde mir einen Pull-up-Widerstand am TRIG-Eingang ansehen. Wenn das Solenoid zusammenbricht, ist D2 die Diode, die es der Spitze ermöglicht, sich aufzulösen. D1 ist eine Leistungsdiode zum Schutz der Transistoren.
Das Solenoid wird in diesem Fall negativ zurückschlagen und D1 wird den Kollektor von Q2 über seine VCE-Einstufung hinausziehen.
Danke @sstobbe Ich verstehe nicht, warum das Solenoid negativ zurückschlagen würde. Ich dachte, es gäbe eine große positive Spitze, wenn die gespeicherte Energie in der Spule freigesetzt wird. Ich werde noch etwas recherchieren.
Wenn der pnp abschaltet, bleibt der in der Induktivität gespeicherte Strom bestehen und zieht infolgedessen diesen Knoten auf eine große negative Spannung.
Nochmals vielen Dank, ich habe gestern Abend gesucht und der Link zum Wikipedia-Artikel war hilfreich für mich und erklärte es tagklar, jetzt, wo Sie mich darauf aufmerksam gemacht haben, dass es sich um eine negative Spannungsspitze handelt. Ich hatte immer gedacht, es wäre eine positive Spannungsspitze.

Antworten (2)

Wenn der Magnet 12 V / 0,8 A = 15 Ω = Rc ist und Vce(sat) für Ic/Ib = 50 = 1,5 A/30 mA ausgelegt ist, dann ist Rb = (12-Vbe1-Vce2)/30 mA = (12-5 V)/30 mA = 266 Ω bei 12 V und 307 Ohm bei 14,2 V oder am nächsten, Ihrer Wahl.

Aber Ihr Darlington fällt sowohl für Vbe als auch für Vce bei 1,5 A um 2,5 V ab, sodass sich der Basisantrieb ändert, wenn der Motor gestartet wurde, was sich auf Vce (sat) auswirkt.

Der Magnet bekommt nur 9,5 V von 12 V, aber 11,7 V von 14,2 V.

Die Verwendung eines Pch-FET mit einem RdsOn von beispielsweise <1 % der Last = 100 bis 150 mΩ liefert 14 V an das Solenoid.

schematisch

Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan

Die Diode schützt den Ausgang vor Überspannung = LdI/dt, verlangsamt aber auch die Solenoidfreigabe aufgrund von L/R=T, wobei R der Diodenwiderstand ~1 Ohm Abklingzeit ist.

Schalten Sie die Geschwindigkeit = T = L/DCR des Solenoids ein

Dämpfungszeitkonstante ausschalten = T=L/R, wobei R = 1 bis 20 x DCR nach Wahl mit der Diode, um die Überspannung zu kompensieren. V = IR = 0,8 * (16 + 16) = 28 V oder V = 0,8 A x 320 = 256 V

Das Reduzieren der Serie R in der Diode erhöht die Verlustleistung und verlangsamt die Reaktion der Solenoidauslösung, da die Energie E = 1 / LI ^ 2, die in Watt angegeben werden kann, abgeführt werden muss. Die Wahl der Serie R gleich dem DCR des Solenoids kann ein guter Kompromiss sein, abhängig von Ihrer Solenoidfeder und den Designspezifikationen der Auslösezeit.

Messen Sie die Spulen-DCR mit einem DMM und wählen Sie dann je nach Wiederholung etwa 1/4 W. Geschwindigkeit des Aktuators, wenn Energie in R mit niedrigem Dämpfungsfaktor L/R abgegeben wird.

Halten Sie die Drahtpaare für den Magneten fest, um den Bereich der Stromschleife einschließlich der Diode zur Vcc-Kappe zu minimieren. Dies reduziert abgestrahlte EMI.

Danke für den Hinweis zum Spannungsabfall @ SunnyskyguyEE75 . Solenoid scheint bei dieser Spannung gut zu funktionieren, aber es wäre besser, den Spannungsabfall zu vermeiden, also werde ich mich bei der nächsten Gelegenheit mit dem P-Kanal-Mosfet befassen. Ic / Ib für den PNP-Darlington liegt laut Datenblatt zwischen 2.000 und 3.000, deshalb ist R4 ein 10k-Widerstand.
Das ist der lineare hFE, aber wenn er als gesättigter Schalter arbeitet, reduziert er sich als Faustregel auf 10 %, wird aber in diesem Fall mit Ic/Ib=50 bewertet
Danke noch einmal. Das wusste ich nicht! Ich werde mir das Datenblatt genauer ansehen und lernen, wie man für diesen Parameter liest.
Die Diode schützt den Ausgang vor Überspannung = LdI/dt, verlangsamt aber auch die Magnetspulenauslösung aufgrund von L/R=T, wobei R der Diodenwiderstand von ~1 Ohm Abklingzeit ist, sodass ein Serien-R in der Diode 25x DCR hinzugefügt wird des Solenoids stellt die Ansprechzeit des Solenoids mit einem Kompromiss bei der Sperrspannung wieder her.
Nochmals vielen Dank an alle für Ihren Beitrag. Daran arbeite ich in freien Augenblicken weiter. Je mehr ich die obigen Diagramme studiere, desto mehr Fragen habe ich. Da ich verstehe, dass Sie Ihre Hilfe nur aus gutem Willen anbieten, dachte ich, ich würde sie hier fragen, damit andere, die diesen Beitrag später finden, es auch erfahren können. Frage 1: Was ist in den obigen Diagrammen der Zweck des C1, des Kondensators mit niedrigem ESR? Frage 2: Warum ist im linken Diagramm mit dem Mosfet D1 parallel zum Mosfet und nicht zum Solenoid?
Der Strom wechselt von FET zu Diode, wenn der Strom in die gleiche Richtung weitergeht und auf 0 abfällt. Die Diode wird durch BEMF in Vorwärtsrichtung vorgespannt
Frage 3: Bei einem P-Kanal-Anreicherungsmodus-Mosfet würde in der gezeichneten Schaltung Strom fließen und das Solenoid aktiv sein, wenn der 555-Ausgang niedrig ist, und den Stromfluss verhindern und das Solenoid ausschalten, wenn der 555-Ausgang hoch ist, richtig?
Sie können alles von der Pch-Hi-Seite zur Nch-Low-Seite umkehren. Sie müssen dV/dt-Impulse mit hohem Strom/Spannung vor dem Eindringen in den Zeitgeber schützen. und Vcc
Hatten Sie eine Toleranz für die 30 Sekunden?
Entschuldigung, ich hatte die Diode an der falschen Stelle. Hier ist eine Simulation tinyurl.com/y454kvan
danke für aktualisierte Diagramme, viel klarer. Die Toleranz für eine Verzögerung von 30 Sekunden ist groß – plus 5 Sekunden wären kein Problem, minus 5 Sekunden sind für die Anwendung in Ordnung, aber aufgrund der Benutzererwartung von 30 Sekunden wahrscheinlich auf minus 1 Sekunde begrenzt.
In Bezug auf das Umschalten von der P-Kanal-High-Side auf die N-Kanal-Low-Side ist dies ein guter Rat für andere, die diesen Thread später lesen. In meiner Anwendung bin ich auf High-Side und daher P-Kanal-Mosfet oder PNP-Transistor beschränkt, daher werde ich einen zusätzlichen Transistor und einen Pull-up-Widerstand verwenden, um das Gate / die Basis normalerweise hoch und niedrig zu machen, wenn der 555-Ausgang aktiv ist.
Persönlich hätte ich 1975 einen CD4060 verwendet und mit jeder stabilen 2% Small Cap oszillieren und durch 2^Qn mit Toren dividieren, um die gewünschten 1shot Sekunden zu Stunden oder Tagen auszuwählen und

Um die ursprüngliche Frage zu beantworten, glaube ich, dass ich die Hauptursache für mein Problem gefunden habe, dass das Solenoid immer eingeschaltet ist:

Ich habe ursprünglich einen Spannungsteiler verwendet, um den 555-Timer und die zugehörigen Kondensatoren / Widerstände mit 5 Volt zu versorgen. Das liegt daran, dass ich nicht wusste, was ich tat - der Spannungsteiler hat eine sehr begrenzte Fähigkeit, Strom zu liefern, also würde der 555 gut funktionieren, aber sobald die angeschlossenen Transistoren eine kleine Menge Strom zogen, fiel die Versorgungsspannung an Der 555 würde fallen und Probleme mit Timing und Signalen verursachen.

Da der 555 bis 18 Volt ausgelegt ist, habe ich den Widerstand, der den Spannungsteiler erzeugt, gelöscht und die Schaltung mit 12 bis 14,2 Volt (Autospannung) betrieben.

Der Timing-Kondensator, den ich auf meiner Prototyp-Leiterplatte hatte, war jedoch nur auf 6,3 Volt ausgelegt. Es war die einzige Komponente, die nicht ausreichend bewertet wurde und Probleme mit der Auslösung und dem Timing verursachte. Durch das Ersetzen des Kondensators funktionierte meine Schaltung wie erwartet.

Tatsächlich stellt sich heraus, dass die Probleme mit dem Spannungsteiler und dem 6,3-Volt-Kondensator möglicherweise verwirrende Probleme waren, aber nicht die eigentliche Ursache. Die eigentliche Ursache war R6 im obigen Diagramm. Es sollte ein Pull-up-Widerstand sein, der mit der 12-V-Schiene verbunden ist und Pin 2 hoch hält, außer wenn der Schalter gedrückt wird.
555 Zeitschaltkreisschaltmagnet für Kraftfahrzeuge mit PNP- und NPN-Schalttransistoren
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