BJT-Verstärker mit Emitter-Bypass-Kondensator-Design [geschlossen]

Beginnen Sie zunächst damit, den Schaltplan in einer Form zu zeichnen, die die Schaltung leichter zu erkennen und leichter zu besprechen macht:

Beachten Sie, dass die Widerstände nur nummeriert sind. Nichts von diesem dummen Re1, Re2 usw. Da die Ausgangslastimpedanz bekannt ist, wird sie auch explizit angezeigt. Das Gleiche gilt für die Versorgungsspannungen, und es gibt keine vagen Abwärtspfeile, die Sie raten lassen, wo die Dinge angeschlossen sind. Beachten Sie auch die Verbindungspunkte. So wird es gemacht. Sei nicht schlampig.

Nun einige Annahmen, die in dem Problem nicht angegeben wurden: Es wurden keine Anforderungen an den Frequenzgang gegeben, sodass wir keine Anhaltspunkte dafür erhalten, welchen Wert die Kondensatoren im Verhältnis zu den Widerständen haben sollten. Ich gehe davon aus, dass dies ein linearer Verstärker sein soll, soweit dies vernünftigerweise möglich ist, und dass der Frequenzgang über das gewünschte Durchlassband flach sein soll.

Ich gehe daher davon aus, dass alle drei Kappen so groß sind, dass ihre Impedanz im Vergleich zu den Widerständen um sie herum bei der niedrigsten interessierenden Frequenz vernachlässigbar ist. Daraus folgt, dass die Kappen als Kurzschlüsse zum Signal betrachtet werden können, aber zu DC öffnen. Das vereinfacht die Sache etwas.

Jetzt, da wir eine richtige Problembeschreibung haben, würde ich folgendermaßen vorgehen:

1. Beginnen Sie damit, dass R3 im Vergleich zur Lastimpedanz klein ist. 1/10 der Lastimpedanz ist ein guter Anfang. Ich würde mir an dieser Stelle keine Gedanken über den maximalen Strom oder die Verlustleistung des Widerstands machen. Beginnen Sie mit R3 und arbeiten Sie rückwärts, bis alle Widerstände ausgewählt sind. Sehen Sie dann, wo Sie sich befinden, und passen Sie sie entsprechend an.

   In diesem Schritt wählen wir also 2 kΩ für R3.

2. Erfüllen Sie die Verstärkungsbeschränkung. Ich gehe davon aus, dass die Spannungsverstärkung angegeben ist, nicht die Leistungsverstärkung oder etwas anderes. Im Allgemeinen bedeutet die uneingeschränkte "Verstärkung" eines Verstärkers die Spannungsverstärkung.

   Beachten Sie, dass die Spannungsverstärkung hauptsächlich die mit dem Kollektor verbundene Impedanz geteilt durch die mit dem Emitter verbundene Impedanz ist. Durch die Emitterlast fließt der gleiche Strom (bis auf 1 zu 180) wie durch die Kollektorlast. Die Spannung über jeder dieser Impedanzen ist daher proportional zu diesen Impedanzen.

   Beachten Sie, dass die oben genannten Impedanzen diejenigen für das Signal sind , das nicht unbedingt mit den DC-Bias-Strömen identisch ist. Denken Sie daran, dass für das Signal alle Kappen Shorts sind.

   Daraus können Sie hoffentlich erkennen, dass die Impedanz am Kollektor R3 // R6 und am Emitter R4 beträgt. Sie lösen nun nach R4 auf.

3. Lösen Sie nach R5 auf, indem Sie die Beschränkung der maximalen Ausgangsschwankung verwenden.

   Der höchste Wert, den der Ausgang erreichen kann, ist, wenn Q1 wie ein offener Schalter von C nach E wirkt. Die Ausgangsspannung kommt dann nur von dem durch R3 und R6 gebildeten Spannungsteiler. Finde das.

   Da wir möchten, dass dieser Verstärker einigermaßen linear ist, lassen Sie uns ein Minimum von 1 V zwischen Q1 C und E beibehalten. Dies ist eine Einschätzung, aber ich denke, eine vernünftige.

   Der maximale Ausgangshub soll 22 bis 24 V betragen. Zielen wir die Mitte an, also 23 V. Das Maximum kennen Sie bereits, wenn Q1 komplett ausgeschaltet ist. Das Minimum ist also 23 V weniger. Der Emitter von Q1 liegt dann um 1 V darunter.

   Aus diesen Spannungen können Sie den Kollektorstrom berechnen, der auch der Emitterstrom ist (wieder innerhalb von 1 Teil von 180, gut genug). Jetzt können Sie die Spannung über R4 berechnen, die Ihnen die Spannung am unteren Ende von R4 angibt. Das ist die Spannung über R5, die wir aufgrund von C3 als fest betrachten.

   Jetzt kennen Sie den Strom durch R5 und die Spannung darüber, sodass Sie seinen Wert berechnen können.

4. Finden Sie R2 und R1, um den DC-Vorspannungspunkt einzustellen.

   Da wir jetzt den stationären DC-Arbeitspunkt betrachten, sind alle Kondensatoren für Analysezwecke offen. Dies bedeutet, dass die Kollektorlast R3 und die Emitterlast R4 + R5 ist.

   Im Idealfall kann der Verstärker symmetrisch über und unter dem Bias-Punkt schwingen. Stellen Sie daher die Kollektorspannung auf den Mittelpunkt dessen, was Sie zuvor berechnet haben. Das sagt Ihnen den Kollektorstrom, der der Emitterstrom ist, der mal R4 + R5 die Emitterspannung ergibt. Abbildung die Basisspannung liegt 700 mV darüber. Das liegt daran, dass BE für die Schaltung wie eine Diode aussieht, und das ist ungefähr die Spannung, die eine Siliziumdiode entwickelt.

   Sie kennen den Emitterstrom, also beträgt der Basisstrom 1/180 davon.

   Sie kennen die Spannung, auf der die Basis gehalten werden soll, und wie viel Strom dafür benötigt wird, aber Sie haben noch einen Freiheitsgrad übrig. Dies kann als Impedanz ausgedrückt werden, mit der die Basis angesteuert wird. Eine hohe Impedanz ist gut für einen Verstärker, aber in diesem Fall wurde keine Einschränkung angegeben. Je niedriger Sie die Ausgangsimpedanz von R2, R1 machen, desto besser wird der Vorspannungspunkt über Teileschwankungen und Temperatur hinweg gehalten.

   Da Ihr Lehrer keine Eingangsimpedanz angegeben hat, können Sie sie niedrig einstellen, um sich die Arbeit zu erleichtern. Sie könnten es 100 Ω machen und argumentieren, dass das Design alle Spezifikationen erfüllt. Du hättest Recht, aber am Ende immer noch falsch. Bei der Technik geht es darum, Probleme zu lösen, nicht um zu zeigen, dass es die Schuld eines anderen war, dass das Problem nicht gelöst wurde, obwohl Sie sich des Problems die ganze Zeit bewusst waren. Dem Kunden ein paar Berechnungen ins Gesicht zu schwenken, ändert nichts an der Tatsache, dass der Verstärker nicht das tut, was er tun soll.

   Ein Teil Ihrer Arbeit besteht darin, Anforderungen auszufüllen, die der Kunde nicht angeben kann. In der realen Welt würden Sie zum Kunden zurückkehren und verstehen, wie dieser Verstärker verwendet wird und welche minimale Eingangsimpedanz er haben muss. Sie könnten zum Professor zurückgehen und fragen, oder es so hoch wie möglich machen und dann die Eingangsimpedanz explizit angeben . Ich werde hier mit letzterem gehen.

   Ich möchte, dass die Ausgangsimpedanz von R2, R1 nicht mehr als 1/10 der Impedanz beträgt, die sie antreibt. Die Impedanz, die in die Basis schaut, ist die Emitterlast mal Beta+1 oder 181. Beachten Sie, dass +1 albern ist, da echte Transistoren von Teil zu Teil viel stärker variieren als das. Sie müssen jedoch etwas verwenden, um die Emitterlast zur Basis zu reflektieren, und 181 ist der beste Wert, den Sie haben.

   Die in die Basis blickende Impedanz beträgt also 181 (R4 + R5) für den Zweck des DC-Vorspannungsnetzwerks. Sie wissen, dass die Basisspannung in der Nähe der Mitte des Spannungsbereichs liegt. Ich würde R1 willkürlich als den nächsten Standardwert zu 181 (R4 + R5) auswählen. Aus der Inspektion sollte ersichtlich sein, dass die Basisspannung gut am unteren Ende des Spannungsbereichs liegt. Das bedeutet, dass R1 deutlich kleiner als R2 ist, sodass die R1//R2-Impedanz von R1 dominiert wird.

   Jetzt haben Sie R1 und die Spannung darüber, was bedeutet, dass Sie den Strom durch ihn kennen. Wir haben zuvor den Strom in die Basis gefunden. Sie kennen die Spannung über R2, und der Strom durch sie ist der Strom durch R1 plus den Basisstrom, sodass Sie R2 berechnen können.

5. Verlustleistung prüfen. Das ist kniffliger, als es scheinen mag, und ziemlich schlau von Ihrem Professor (ich gebe ihm den Vorteil des Zweifels, dass er an dieses Problem gedacht hat).

   Die Spannung an R5 ist fest, sodass Sie die Leistung direkt berechnen können. R2 und R1 haben eine höhere Impedanz, sodass sie nicht der begrenzende Faktor sind. Der gleiche Strom fließt durch R4 und R3. Da R3 höher ist als R4, ist der einzige Widerstand, auf den Sie wirklich achten müssen, R3.

   Das Schwierige an R3 ist, dass Sie sowohl die DC- als auch die AC-Komponenten berücksichtigen müssen. Sie kennen die minimale und maximale Spitzenspannung, die daran anliegt. Es ist nicht so einfach, diese zu mitteln und als erledigt zu bezeichnen.

   Eine Möglichkeit, die Spannung an R3 zu betrachten, ist der Spitze-Spitze-Durchschnitt mit einer hinzugefügten AC-Komponente. Diese AC-Komponente trägt zur gesamten RMS-Spannung bei. Sie könnten davon ausgehen, dass die AC-Komponente ein 23-Vpp-Sinus ist. Überlegen Sie jedoch, wofür die Verlustleistung spezifiziert ist. Es soll sicherstellen, dass die Widerstände nicht überlastet werden. Sie sollten wirklich den Worst-Case-Eingang verwenden, den jeder auf diesen Verstärker werfen könnte, und sicherstellen, dass er nicht selbst fritiert.

   Dieser Worst-Case-Eingang ist eine Rechteckwelle. Sie müssen auch davon ausgehen, dass der Verstärker übersteuert ist. Sachen passieren. Sie möchten nicht, dass der Verstärker explodiert, wenn jemand die Eingangslautstärke zu hoch dreht. Glücklicherweise macht dies die Berechnung der Verlustleistung von R3 tatsächlich einfacher.

   Stellen Sie sich vor, dass der übersteuerte Eingang dazu führt, dass der Transistor zwischen vollständig ausgeschaltet und gesättigt umschaltet. Sie sollten auch davon ausgehen, dass keine Last angeschlossen ist, die zur Verlustleistung beiträgt. Während der Q1-Aus-Phase liegt an R3 keine Spannung an und verbraucht keine Leistung. Abbildung Q1 geht die andere Hälfte der Zeit vollständig in die Sättigung, hat also 200 mV darüber. Ich persönlich würde mit den 200 mV nicht versuchen, Haare zu spalten, sondern es einfach als tot kurz bezeichnen. Wenn Sie bei 200 mV, aber nicht bei 0 V innerhalb der Spezifikation liegen, haben Sie sowieso nicht genug Spielraum, damit Dinge passieren.

   Die AC-Annahme gilt immer noch, sodass Sie immer noch davon ausgehen, dass C3 dieselbe feste Spannung wie zuvor hat. Für die Q1-Ein-Phase haben Sie R3 und R4 in Reihe mit 30 V minus der C3-Spannung verbunden. Ermitteln Sie die Verlustleistung von R3 bei dieser angelegten Spannung und teilen Sie sie dann durch zwei, da dies die Hälfte der Zeit auftritt.

   Wenn die Verlustleistung von R3 zu hoch ist, dann machen Sie seinen Widerstand höher, gehen Sie zurück zu Schritt 2 und leiten Sie alles andere daraus ab. Sie können sogar rückwärts arbeiten, was der minimale R3-Wert sein kann, auf den nächsthöheren Standardwert aufrunden und alles daraus neu berechnen.

Ich habe eigentlich keine dieser Berechnungen durchgeführt, da das Ihre Aufgabe ist und ich Ihnen nicht nur die Antwort auf eine Hausaufgabe geben werde. Vielleicht komme ich in einer Woche oder so hierher zurück, wenn ich mich erinnere und die Werte einfüge.

Meine Designkriterien:

• Rc <= RL (20k)
• Rc/Re1=20

• VRe2-Abfall < 4 V, um 24 V Flügel von 30 V zu erhalten, was 2 V für Vce (min) ermöglicht

• IC mit Rc muss Vdrop ~ V + -1 V für maximale Symmetrie mit Vcemin = 2 V erreichen

• R1, R2 definiert Vb, das Ie mit Re1 + Re2 definiert, um Vc (dc) zu erreichen

• also wird alles von der Last RL und Rc abgeleitet
• mit Kavitäten für Pd max auf allen R's

Das Folgende ist eine aktualisierte Antwort mit einer vollständigen Anleitung. Andere entscheiden sich vielleicht dafür, die Dinge etwas anders zu platzieren. Oder Sie können eine andere Reihenfolge der Schritte verwenden. Sicherlich könnten auch andere Vorurteile getroffen worden sein$R_1$Und$R_2$sowie eine andere Wahl für$I_{C_q}$.

Das OP sollte dies lesen und dann ein gewisses Verständnis demonstrieren, indem es sich selbst an einem Design versucht, indem es einige andere frühere Entscheidungen als ich unten verwendet. Posten Sie diese Arbeit in der Frage.

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Eines der ersten Dinge, an die ich denke, ist, die DC-Emitterspannung mindestens ein Volt (mehr ist besser) über der niedrigen Schiene zu halten. Ich vermeide auch gerne das Vermieten$\vert V_{CE} \vert \lt 2\:\textrm{V}$damit es weit weg von der Sättigung bleibt. (Halten$\vert V_{CE} \vert \ge 4\:\textrm{V}$ist sogar noch besser, aber ich habe diese Option normalerweise nicht.) Schließlich lasse ich gerne etwas Spielraum gegen die hohe Schiene – ein Volt oder besser.

Wenn der Peak-to-Peak so gering wie möglich sein kann$22\:\textrm{V}$, das lässt mir viel Spielraum.$24\:\textrm{V}$schränkt das ein, ist aber noch in Ordnung. So....

Ich möchte reservieren$2\:\textrm{V}_\textrm{DC}$für das Emitter-Degenerationsbein,$4\:\textrm{V}_\textrm{DC}$für minimal$V_{CE}$, und ein anderer$1\:\textrm{V}_\textrm{DC}$für Rand gegen die obere Schiene. Dies lässt Raum für eine Spitze-zu-Spitze von$23\:\textrm{V}$. Das scheint in Ordnung zu sein und bringt mir alle Margen, die ich mir wünschen könnte.

Relativ zum Boden messen bedeutet:

$$\begin{align*} V_{C_q}=-15\:\textrm{V}+2\:\textrm{V}+4\:\textrm{V}+\frac{1}{2}\cdot 23\:\textrm{V}&=+2.5\:\textrm{V}\\\\ V_{E_q}= -15\:\textrm{V}+2\:\textrm{V}&=-13\:\textrm{V}\\\\ V_{B_q}= V_{E_q}+750\:\textrm{mV} &= -12.25\:\textrm{V} \end{align*}$$

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Folgendes wurde gerade hinzugefügt:

Grob gesagt ist die Spannung über der Last$\frac{23\:\textrm{V}_\textrm{pp}}{2\sqrt{2}}\approx 8.1\:\textrm{V}_\textrm{RMS}$. Die Strömung wird also ungefähr sein$\frac{8.1\:\textrm{V}_\textrm{RMS}}{20\:\textrm{k}\Omega}\approx 400\:\mu\textrm{A}_\textrm{RMS}$. Ich möchte den durchschnittlichen Kollektorstrom ungefähr$20\times$diese Zahl, also würde ich ohne Berücksichtigung der Widerstandsverlustleistung wählen:

$$I_{C_q}=8\:\textrm{mA}$$

Das heisst:

$$R_C= \frac{V_{CC}-V_{C_q}}{I_{C_q}}=\frac{+15\:\textrm{V}-\left(+2.5\:\textrm{V}\right)}{8\:\textrm{mA}}\approx 1.5\:\textrm{k}\Omega$$

Ich kenne die Eingangsimpedanz nicht und kann daher den Verlust aufgrund der Eingangsbelastung nicht herausfinden (muss von einem Treiber mit sehr niedriger Impedanz ausgehen), aber ich weiß jetzt, dass die Last selbst bedeutet, dass ich bekomme$\frac{20\:\textrm{k}\Omega}{20\:\textrm{k}\Omega+1.5\:\textrm{k}\Omega}\approx 93\%$über die Ladung. Ich muss also mit einem Gewinn von rechnen$\frac{20}{.93}\ge 21.5$um den angegebenen Endgewinn zu erreichen. Ich runde das auf 22 auf.

Vor dem Rechnen$R_{E_1}$, noch eine Anmerkung.$r_e=\frac{k T}{q I_C}=3.25\:\Omega$. Das heisst:

$$R_{E_1}=\frac{1.5\:\textrm{k}\Omega}{22}-r_e\approx 65\:\Omega$$

Wir runden das auf einen Standardwert von ab$62\:\Omega$und stellen Sie fest, dass der Gewinn etwas höher sein kann als erwartet.

Normalerweise könnte man sich an dieser Stelle vorstellen, dass es praktisch ist, den Wert von zu ermitteln$R_{E_2}$. Allerdings ist es jetzt an der Zeit, zuerst das Voreingenommenheitspaar auszuarbeiten. Dies liegt teilweise daran, dass man Widerstände mit Standardwert verwenden möchte und der Vorspannungspunkt anders sein wird als der, für den ich oben erwähnt habe$V_{B_q}$.

An diesem Punkt möchte ich wahrscheinlich, dass das Vorspannungspaar relativ zu "steif" ist$I_B$. Gegeben$\beta=180$,$I_{B_q}=\frac{I_{C_q}}{\beta}\approx 45\:\mu\textrm{A}$. "Steif" wäre mindestens das Zehnfache. Aber lassen Sie uns etwas herum verwenden$I_{bias}=500-600\:\mu\textrm{A}$für das voreingenommene Paar und sehen, wohin das führt. Shooting für einen Standardwert:

$$\begin{align*} R_1=\frac{V_{B_q}-V_{EE}}{550\:\mu\textrm{A}}&\approx 4.7\:\textrm{k}\Omega\\\\ R_2=\frac{V_{CC}-V_{B_q}}{600\:\mu\textrm{A}}&\approx 47\:\textrm{k}\Omega \end{align*}$$

$R_1$Und$R_2$kombinierbar sind$R_{TH}=R_1\vert\vert R_2\approx 4273\:\Omega$. Dann auch,$V_{TH}=-12.27\:\textrm{V}$. Daraus folgt:

$$I_{B_q}=\frac{V_{TH}-V_{BE}-V_{EE}}{R_{TH}-\left(\beta+1\right)\cdot \left(R_{E_1}+R_{E_2}\right)}$$

Aber wir wissen es schon$I_{B_q}$, also können wir obiges auflösen nach:

$$R_{E_2}=\frac{1}{\beta+1}\cdot\left(\frac{V_{TH}-V_{BE}-V_{EE}}{I_{B_q}}-R_{TH}\right)-R_{E_1}\approx 157 \:\Omega$$

Runden Sie das ab$150\:\Omega$.

Die letzte Schaltung ist:

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Wenn Sie nun die im Schaltplan gezeigten Standard-Widerstandswerte verwenden, stecken Sie sie wieder in die obige Gleichung, um sie zu finden$I_{B_q}$, werden Sie feststellen, dass Sie den Wert von erhalten$I_{B_q}\approx 46\:\mu\textrm{A}$. Ganz in der Nähe, wo wir es haben wollten.

Die maximale Leistungsaufnahme in jedem Widerstand ist in$R_C$. In diesem Fall,$I_{RC_\textrm{rms}}=\sqrt{8\:\textrm{mA}^2+\frac{8.1\:\textrm{V}_\textrm{RMS}}{R_C}^2}\approx 9.7\:\textrm{mA}_\textrm{ RMS}$. Daraus würde ich ca. abschätzen$150\:\textrm{mW}$Verlustleistung, in runder Zahl, z$R_C$. Dies liegt innerhalb der Anforderungen.

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Das obige Design ist so angeordnet, dass Schwankungen im Sättigungsstrom,$I_S$, oder$V_{BE}$sollte nicht zu schlechtem Verhalten führen. Es ist viel Platz reserviert$V_{CE}$(was hilft, solche Variationen zu erkennen.)

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Ich bin nur ein Bastler. Daher wäre ich auch daran interessiert zu sehen, dass andere Ansätze gezeigt werden und / oder auch Kritik am obigen Ansatz für die gegebene Topologie.