BJT vs. MOSFET für Sperrwandler mit sehr geringem Stromverbrauch

Ich habe kürzlich ein ähnliches Design fertiggestellt. Wir befinden uns jetzt in der Vorproduktionsphase, nachdem wir bereits die ersten Prototypen validiert haben, die unter ähnlichen Bedingungen wie denen, die Sie in Ihrer Frage beschreiben, perfekt funktionieren. Aufgrund von IPR-Einschränkungen kann ich Ihnen nur einige allgemeine Richtlinien geben.

Basierend auf den folgenden Annahmen:

• Sie versuchen, die Verwendung eines Transformators mit allen Mitteln zu vermeiden (was möglicherweise nicht der Fall ist),
• Der Leistungsbedarf der Last liegt im Milliwattbereich,
• Sie möchten die Spannungsversorgung nicht zuerst erhöhen, sondern verwenden die 2 VDC direkt zur Stromversorgung Ihres Flyback-Designblocks.
• Sie müssen die Kosten und den Platz auf der Leiterplatte auf das absolute Minimum beschränken.

Ich schlage folgende Vorgehensweise vor:

1. Schließen Sie den MOSFET aus und verwenden Sie einen schnell schaltenden Hochspannungs-BJT (mindestens 200 V, besser noch 300 V).
2. Wählen Sie den am besten geeigneten Induktor für Ihre Einschränkungen und abhängig von Ihren Anforderungen für die maximale Leistung, die an die Last geliefert wird.
3. Berechnen Sie die maximale Rücklaufspannung und stellen Sie sicher, dass Sie mehr als 200 V Spannungsrücklauf-"Spitzenwerte" erreichen können. Die beteiligten Parameter sind hier: ILpk (Spitzenstrom der Spule), Cts (Gesamtsumme der parasitären Kapazitäten am Flyback-Knoten) und SCHALTGESCHWINDIGKEIT des BJT.
4. Letzteres ist enorm wichtig und wird in der Fachliteratur selten erwähnt. Sie haben möglicherweise einen großen ILpk und sehr kleine Cts, aber wenn Ihre Schaltgeschwindigkeit (Ausschaltgeschwindigkeit) nicht schnell genug ist, leidet die Rücklaufspannung. Erinnerung: Vflyback = -L * dI/dt.

Das obige kann implementiert werden mit:

1. Eine einfache (einzelne) Induktivität bzw
2. Eine 1:1 gekoppelte Induktivität.

Anscheinend scheint es aus Sicht der Entwurfsgleichungen keine Notwendigkeit für die 1: 1-gekoppelte Induktivität zu geben, da die einzelne Induktivität genauso gut funktioniert, höchstwahrscheinlich mit weniger Resonanzgeräten. Die Verwendung eines 1:1 gekoppelten Induktors hilft jedoch, die Erzeugung von EMI zu vermeiden. Ich schlage vor, den 1:1 gekoppelten Induktor zu verwenden, falls Sie Ihr Endprodukt EMI-zertifizieren müssen.

** Wenn Sie jedoch den Flyback-Transformator-Ansatz untersuchen möchten, gibt es jetzt sehr schöne Miniatur-SMD-Flyback-Transformatoren (Mikroleistung). **

Beispielsweise ermöglicht dieses Coilcraft-Modell ein Windungsverhältnis von bis zu 1:100 mit einer Isolierung von 300 Vrms zwischen Primär- und Sekundärspulen:

http://www.coilcraft.com/lpr6235.cfm

Die Verwendung eines Transformators ist meine bevorzugte Option. Die Primärseite wäre mittig angezapft und mit der 2-V-Schiene verbunden. Transistoren würden nacheinander auf jedem Bein der Primärseite mit einer vernünftigen Frequenz von etwa 100 kHz herunterziehen. Dies verwandelt Ihre Primärspannung in 8 V pp$^1$.

Wenn Ihr Übersetzungsverhältnis 200: 8 wäre, klingt das für mich nicht so schlecht. Der Ausgang würde etwas unter 200 Volt liegen, aber ein wenig Resonanzabstimmung auf der Sekundärseite würde das bald regeln.

Sie könnten sogar ein kleineres Windungsverhältnis mit einem Cockcroft Walton-Diodenmultiplikator am hinteren Ende plädieren, um die Spannung zu verdoppeln oder zu verdreifachen.

Viele Transistoren würden dies tun, und mehrere Mosfets, die eine Gate-Spannungsschwelle von unter 1 V bereitstellen.

Sie könnten sich natürlich einen Energy-Harvesting-Chip ansehen, der Ihnen 5 V liefert, und dann einen Flyback-Switcher von Leuten wie Linear Technology verwenden. Hier ist ein ziemlich nützliches Gerät von Linear Tech: -

Anwendung 1 arbeitet mit einer Versorgung von nur 1,2 V und erzeugt 5 V bei über 200 mA. Dies könnte dann den 2. Stromkreis speisen, der bis zu 350 V erzeugen kann. Anzumerken ist vielleicht, dass der interne Schalttransistor bei diesem Chip bipolar ist. Beachten Sie auch die Verwendung eines zweistufigen Dioden-Kondensator-Vervielfachers von Cockcroft Walton am Ausgang der zweiten Schaltung.

$^1$Bevor jemand anfängt, für das Sagen von 8Vp-p abzustimmen, müssen Sie analysieren, was auf der Primärseite passiert. Nachdem eine Seite des Transformators geerdet wurde, steigt sie auf die doppelte Versorgungsspannung (dh 4 V) an, da die andere Seite des Transformators durch den anderen Transistor geerdet wird. Daher hat eine Seite 4Vp-p und die andere Seite hat eine Gegenphase von 4Vp-p. Nettoeffekt 8Vp-p.

Sie brauchen keine Hochspannungs-MOSFETs. Für solch große Verhältnisse ist der Transformator eine natürliche Wahl. Auf diese Weise sind die Spannungen auf der Primärseite niedrig genug, um mit einem Low-Power-MOSFET verarbeitet zu werden, der einen höheren Wirkungsgrad und ein einfacheres Design bietet.

Die Verwendung von BJTs ist natürlich möglich und sie verbrauchen keine Energie, wenn sie ausgeschaltet sind. Das Fahren von BJT von 2 V ist einfach. In der Regel verbraucht BJT etwas mehr Energie als MOSFET, da es im eingeschalteten Zustand eine konstante Basisleistung verbraucht.

Aber das Problem mit BJTs ist das gleiche - ich bezweifle stark, dass es möglich ist, die Spannung ohne Transformator von 1,5 V auf 200 V zu erhöhen. Theoretisch ja, aber in der Praxis...