Der Abwärtswandler TPS57160-Q1 von TI gibt eine sägezahnähnliche Spannung bei hohen Eingangsspannungen aus

Haftungsausschluss: Ich habe diese Frage schon einmal in der E2E-Community von Texas Instruments ( Hier ) gepostet, aber noch keine Lösung für mein Problem gefunden. In der Zwischenzeit habe ich auch keine Möglichkeit gefunden, dieses Problem alleine zu lösen. Ich hoffe, dass dieses Cross-Posting zwischen StackExchange und Nicht-SE-Sites kein Problem darstellt.

Hallo,

Ich arbeite mit einem Abwärtswandler TPS57160-Q1 von Texas Instruments . Die mögliche Eingangsspannung liegt zwischen 20V und 41V und die Ausgangsspannung soll bei (relativ) stabilen 5V liegen. Ich habe alle Komponenten nach Datenblatt ausgewählt .

Die Sache ist, jetzt habe ich Probleme unter Last mit hohen Eingangsspannungen. Solange die Eingangsspannung unter 25-30V bleibt, ist alles in Ordnung. Aber wenn ich die Eingangsspannung auf Werte über 25-30V erhöhe, scheint der Ausgang instabil zu werden, besonders unter Last. Bei 50mA Last und einer Eingangsspannung von 36V schaltete die Ausgangsspannung manchmal sogar zwischen 4V und 6V um, wenn es eigentlich 5V sein sollten.

Einrichtung des Buck-Konverters:

  • Vin: 25V-41V
  • Vout: 5V
  • Iout (max): 900mA
  • Schaltfrequenz 950kHz

Das Schema:

Schema

Bei den Komponenten handelt es sich bei allen Kondensatoren um (Mehrschicht-)Keramikkondensatoren, der Eingangskondensator hat eine Nennspannung von 100 V, der Ausgangskondensator hat eine Nennspannung von 10 V.

Das PCB-Layout:

PCB-Layout

Hier die Scopemeter-Plots, leider hatte ich an diesem Tag keinen Zugriff auf ein normales Oszilloskop: (Von links nach rechts: Vin, Vout (10mA Last), Vout (250mA Last), PH-Pin (Schaltpin))

Bereichsdiagramme

Dinge, die ich bisher ausprobiert habe:

  • Schaltfrequenz auf 400kHz geändert
  • Verwendet einen größeren Eingangskondensator (Elektrolyt parallel)
  • Verwendet einen größeren Ausgangskondensator
  • Die an den COMP-Pin angeschlossenen Frequenzkompensationskomponenten wurden in eine "robustere" Kombination geändert (laut TI-Webench-Designer: R3 = 130k, C3 = 470p, C2 = 4,3p)

Keines dieser Dinge machte einen großen Unterschied. Die Ausgangsspannung hat sich definitiv geändert, war aber immer noch nicht stabil genug.

Hier sind die Diagramme in der modifizierten Konfiguration (wie oben skizziert: größere Eingangskappe, 400 kHz Schaltfrequenz, "robuste" Comp-Pin-Komponenten). Von links nach rechts: Vin, Vout (10 mA Last), Vout (250 mA Last), PH-Pin

Scope-Plots in modifizierter Konfiguration

Nachdem ich nun versucht habe, fast alle Komponenten zu variieren, denke ich, dass der Schuldige das PCB-Layout und die Platzierung der Eingangs- und Ausgangskondensatoren sein könnte. Vielleicht kann jemand von euch, der mehr Erfahrung mit Schaltspannungsreglern hat, Licht ins Dunkel bringen. Wenn das Problem tatsächlich das PCB-Layout ist, gibt es eine Möglichkeit, zu testen/simulieren, ob das Ändern der Abstände zwischen den Komponenten einen drastischen Unterschied macht, ohne dass eine andere Platine hergestellt wird?

Antworten (2)

Dies ist ein Strommodusregler , und daher ist der Ausgang Null wichtig.

Der Ausgangspol variiert mit der Last; dh es ist 1 2 π R C Ö ; als R = v Ö ICH Ö , dann wird der Ausgangspol ICH Ö 2 π v Ö C Ö .

Dies ist ein wichtiger Punkt für diese Art von Controller.

Der Ausgang Null ist auf fixiert 1 2 π E S R Ö C Ö

Normalerweise verwenden wir den Ausgang Null, um uns bei 0 dB einen Phasenschub zu geben, aber eine Keramik 47 μ F-Kondensator hat einen typischen ESR von einigen m Ω , und die Ausgangsnull liegt zu weit oben im Frequenzbereich, um zu helfen, also müssen wir eine Null hinzufügen, um uns einen gewissen Phasenschub zu geben.

In dieser Situation füge ich normalerweise einen kleinen Kondensator Cp über R6 hinzu. Ich würde es so dimensionieren, dass es 45 Grad erreicht F Ö 10 Wo F Ö ist die Übergangsfrequenz der Schleife.

Die gebildete Null liegt bei F z = 1 2 π C P R 6

Für diesen Fall C P = 1 2 π 0,1 F Ö R 6 ; Ich finde, dass ein 100pF-Kondensator im Allgemeinen ein guter Ausgangspunkt ist.

Was Sie sehen, ist fast definitiv Schleifeninstabilität; Beachten Sie dies, wenn Sie zunehmen v ich , nimmt das Tastverhältnis ab und erzeugt unterschiedliche Frequenzartefakte in der Regelschleife, sodass es durchaus möglich ist, dass eine Mischung aus unterschiedlichen Lasten und Änderungen von Vin zu Vout Instabilität verursacht.

Einen detaillierten Einblick in eine bestimmte Architektur (aber weithin anwendbar auf Current-Mode-Controller) finden Sie hier

Ich stelle fest, dass das Datenblatt des Controllers angibt, dass die Verwendung von Keramikkondensatoren in Ordnung ist, aber ich füge immer eine Position für diesen Kondensator (Cp) als „Aus dem Gefängnis frei“-Element für die Unwägbarkeiten von Layout-bedingten Problemen hinzu.

Beachten Sie, dass bei einem Current-Mode-Controller die Loop-Crossover-Frequenz mit der Last variieren kann, was es nicht trivial macht, diese Dinge herauszufinden.

[Aktualisieren]

Mir ist gerade aufgefallen, dass der Poleinstellungskondensator am Kompensationsstift 4,3 pF beträgt; diese kann einfach aufgrund der Bahnkapazität (1,1 pF pro Zoll auf 0,004"-Bahnen mit 0,004" zur Ebene) oder anderen Layouteffekten viel größer sein und könnte leicht eine viel höhere effektive Kapazität haben, wodurch sich der Frequenzgang des Kompensationsnetzwerks ändert.

Wenn ein Design einen Kondensator < 10 pF erfordert, muss im Allgemeinen beim Layout sehr sorgfältig vorgegangen werden.

Vielen Dank für die Veranschaulichung dieses Ansatzes! Fühlt sich gut an, wieder in die Kontrolltheorie einzusteigen. Ich werde deinen Vorschlag so schnell wie möglich ausprobieren.

Ihr Sanftanlaufkondensator ist zu klein. Bei hoher Eingangsspannung überschwingt Ihr DCDC schnell, startet dann neu und überschwingt erneut. Verwenden Sie 1uF.

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