Hilfe benötigt, um eine einfache Strombegrenzungsschaltung zu optimieren

Die gezeigte Schaltung funktioniert, aber der Transistor und Rsense erzeugen einen Spannungsabfall, der berücksichtigt werden muss.
Was Sie sehen, ist die Wirkung davon:

Bei 480 mA würde der Spannungsabfall über dem 10-Ω-Widerstand 4,8 V betragen, was keinen "Raum" für die Transistorsättigungsspannung oder die Rsense-Spannungsabfälle lässt.
Der Strom wird also (Vsupply - Qsat - Vrsense) / Rload sein. Um dies zu beheben, erhöhen Sie die Versorgung um ein paar Volt und versuchen Sie die 0Ω- und 10Ω-Tests erneut. Reduzieren Sie Rdefend auch erheblich (<10Ω)
. Sie sollten hoffentlich (fast) keinen Unterschied sehen.

Für bessere Ergebnisse gilt: Je mehr Verstärkung Sie haben, desto besser. Eine andere zu beachtende Sache ist (wie Dave in seiner Antwort erwähnt), dass Rbias einen höheren Begrenzungspunkt als die Rsense-Einstellung haben muss, sonst wird es dominieren. Wenn der Transistor eine Verstärkung von 65 hat und Rsense auf 500 mA eingestellt werden soll, muss Rbias so eingestellt werden, dass mehr als 500 mA zulässig sind. Bei 500 Ω wird die absolute Grenze auf 65 * ((5 V - 1,4 V) / 500 Ω) = 468 mA festgelegt. Selbst wenn Rsense auf 500 mA eingestellt wäre, erhalten Sie es nicht. Um dies zu vermeiden, stellen Sie Rbias auf z. B. 250 Ω ein oder verwenden Sie, wie unten erwähnt, einen MOSFET für Q1, und dann ist der Wert nicht so wichtig (10 kΩ reichen aus).

Eine andere Option ist die Verwendung einer gemeinsamen Operationsverstärker-Konstantstromschaltung:

Simulation mit einer Versorgung von 4,8 V, Strombegrenzung auf 500 mA, Rload von 1 mΩ auf 50 Ω gewobbelt und Strom durch sie relativ dazu aufgetragen (beachten Sie, dass der Strom bei 500 mA bleibt, während er begrenzt ist):

Dies erfüllt Ihre Anforderungen an eine solide 500-mA-Begrenzung bei einer 4,8-V-Versorgung und ist leicht einstellbar, indem der Operationsverstärker nicht invertierend über den Eingangsspannungsteiler R2/R3 variiert wird. Die Formel lautet V(opamp+) / Rsense = I(Rload). Beispielsweise wird die 1-V-Referenz durch 20 geteilt, um 50 mV am Eingang opamp+ bereitzustellen, also 50 mV / 100 mΩ = 500 mA.
Ein MOSFET wird verwendet, um Basisstromfehler zu vermeiden, die die Sache verkomplizieren (ein MOSFET mit niedrigem Vth kann auch in der ursprünglichen Transistorschaltung verwendet werden, um die Dinge zu verbessern).

Ich glaube, hier liegt ein grundlegendes Missverständnis vor. Es ist nicht Rbias, das den begrenzenden Stromwert einstellen soll, sondern die Kombination aus Rsense und dem Vbe-Abfall von Q2.

Ihre erste Schaltung hat zwei verschiedene Strombegrenzungseffekte: Einer ist der Strom durch Rbias multipliziert mit der Verstärkung (Stromübertragungsverhältnis) von Q1, und der andere ist Vbe von Q2 geteilt durch Rsense. Der erste gibt den Wert von 470 mA an, den Sie sehen, aber dieser ist schlecht kontrolliert. Was in diesem Modus passiert, ist, dass sich die Schaltung wie ein Widerstand verhält, der den Wert von Rbias/Hfe oder in diesem Fall etwa 7,8 Ω hat. Der Strom wird immer noch mit der Versorgungsspannung variieren.

Der zweite Mechanismus würde Ihnen einen Wert von etwa 600 mA (dh 0,6 V / 1 Ω) mit einem viel schärfer definierten „Knie“ liefern – der effektive Quellenwiderstand in diesem Fall ist Rsense multipliziert mit den kombinierten Verstärkungen von Q2 und Q1 , was einer idealen Stromquelle viel näher kommt. Sie erreichen jedoch nicht das Stromniveau, bei dem dieser Mechanismus eingreifen würde.

Du sagst

"Ein idealer Strombegrenzer hätte überhaupt keinen Widerstand, bis die Last versucht, mehr Strom als die Grenze zu ziehen."

Ein idealer Stromsensor verwendet einen Verstärker mit unendlicher Verstärkung, um den Spannungsanstieg in einem Null-Ohm-Widerstand zu messen.
Sie nähern sich dem Null-Ohm-Widerstand an, indem Sie einen verwenden, der niedrig genug ist, um einen vernachlässigbaren Spannungsabfall zu verursachen.
"Das Problem" ist, dass Ihre Grundschaltung grundlegend fehlerhaft ist. Es wird nicht einmal versucht, eine ähnliche ideale Schaltung zu implementieren. Stattdessen verwendet es einen Vbe-Spannungsabfall als notwendige Messspannung. Dies setzt Vsense eine untere und schlechte Grenze.

Solange Sie einen Vbe-Abfall in Q2 oder etwas Äquivalentes als Ihre Erfassungsschwelle verwenden, können Sie sich einer idealen Lösung nicht nähern. Was benötigt wird, ist ein "Komparator", der Spannungen nahe Null Volt erkennt, wobei "nahe" davon abhängt, was Sie wünschen. Ein Abfall von zB 0,1 Volt bei einer 5-V-Versorgung = 2 % dürfte für die meisten Zwecke ausreichend sein, aber Sie können Schaltungen mit Vsense = sagen wir 0,01 Volt bauen, wenn Sie dies wünschen.

Die einfache und offensichtliche Wahl ist die Verwendung eines IC-Komparators oder Operationsverstärkers, ABER Sie können auf Wunsch einen geeigneten Komparator nur aus Transistoren bauen. Verwenden Sie entweder ein "langschwänziges Paar" von PNPs, deren gemeinsamer Knoten auf V + bezogen ist, oder verwenden Sie NPN-Transistoren mit den Spannungseingängen bei ~ = 0 V, die als Unterseite der Teilerketten fungieren, die die Spannungsänderungen auf Transistorbasen übertragen, die mit einer höheren Spannung arbeiten.

Die folgende Schaltung ist von hier aus und bietet einen Aufbau von einem Transistor bis durch -

Wenn das keinen Sinn macht dann ein Blick auf
Wikipedia - Differenzverstärker

und dies wird viele Hinweise liefern

Hier ist ein IC mit PNP- und NPN-Longtailed-Paar im Inneren. Dies ist für den Betrieb mit 100 MHz (oder mehr) ausgelegt, zeigt jedoch, was gekauft werden kann.

Vor langer Zeit sahen sie so aus :-):