Hinzufügen einer negativen Rückkopplung zu einem Emitter-Transistorverstärker

Es ist spät hier, also schreibe ich ein wenig, muss aber mehr hinzufügen, wenn ich morgens wieder aufstehe ....

Normalerweise weißt du, was du bist$V_{cc}$Ist. Und Sie wissen, was Sie als Kollektorruhestrom verwenden möchten,$I_q$. Ich bin mit Ihren Webseiten nicht einverstanden, den DC-Punkt für festzulegen$Q_1$'s Sammler, obwohl. Stattdessen möchte ich im Allgemeinen, dass der DC-Punkt für den Emitter mindestens ist$1V$oberirdisch, um die Temperaturstabilität aufgrund des geringen Widerstands des Emitters zu unterstützen ($\frac{k\cdot T}{q\cdot I_C}$) Abhängigkeit von T. Mehr ist besser. Aber ich schieße für$V_e \ge 1V$als$V_{CC}$erlaubt. Ich weiß auch, dass ich gut aus der Sättigung bleiben möchte$V_{ce} \ge 2V$jederzeit. Also ich habe schon aufgegessen$3V$der Kopffreiheit, bevor ich angefangen habe. Also nehme ich$V_{c_{q}} = \frac{V_{cc} + 1V + 2V}{2}$als Ruhespannung für den Kollektor. Zum Beispiel, wenn$V_{cc} = 10V$, Dann$V_{c_q} = 6.5V$; nicht$5V$wie es Ihr Unterricht zu tun scheint. Dies bietet$\pm 3.5V$Kollektorschaukel.$5V$ist einfach zu niedrig und drückt den BJT zu fest zusammen und lässt nichts für die Temperaturstabilität übrig. Es funktioniert gut, wenn Sie viel Kopffreiheit haben. Aber bei niedriger Kopffreiheit beginnt alles, eine Rolle zu spielen.

Aus$I_{c_q}$kann ich abschätzen$V_{{be}_q}$und daraus kann ich den Betriebspunkt für abschätzen$V_{b_q}$, wissend, dass ich eingestellt habe$V_{e_q} = 1V$. Außerdem ist es natürlich einfach zu berechnen$R_c$Und$R_e$, zu. Und schätzen kann ich auch$I_{b_q}$und daraus kann ich den für die Basis benötigten Teiler herausfinden. Dies alles wird auf Ihrer DC-Bedingungsseite besprochen.

Lassen Sie uns also zunächst ein vollständiges DC-Design erstellen und verwenden$V_{cc} = 10V$Und$I_{c_q} = 2.5mA$:

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Ich hoffe, Sie können herausfinden, woher die Werte stammen, vorausgesetzt, Sie akzeptieren, wo ich die Spannungen eingestellt und den Ruhekollektorstrom ausgewählt habe.

Der Grund, wieder für$R_e$liegt daran, dass tatsächlich eine winzige, temperaturabhängige thermische Spannung an der Spitze des BJT-Emitters vorhanden ist. Wenn Sie berücksichtigen$I_c$, dann wird dies in einen winzigen, temperaturabhängigen Widerstandswert umgewandelt, der oft nur als "Little-Re" bezeichnet wird. Unabhängig davon möchte man die thermischen Schwankungen dort mit etwas überwältigen. Da der Wert von$\frac{k\cdot T}{q}$liegt in der Größenordnung von$26mV$, Aufbocken des Emitters bis zu etwa$1V$macht die thermische Spannung im Vergleich winzig, so dass, wenn sie etwas über der Temperatur variiert, der Arbeitspunkt des Emitters nicht sehr beeinflusst wird. Deshalb ist es da.

Ah. Sie dachten vielleicht, dass es wegen der DC-Verstärkung da war, die ich vielleicht wollte? Nein. Es dient dazu, den DC-Arbeitspunkt für thermische Stabilität einzustellen. Natürlich ja. Der Gewinn hier ist schrecklich. Es ist$\frac{1400}{400} \approx 3.5$. Und ich kann es auch nicht wirklich ändern, wenn ich meine thermische Stabilität behalten und den Transistor weit außerhalb der Sättigung halten möchte usw.

Kurz gesagt, ich bin gefangen. Überhaupt kein Spielraum. Das ist nicht so gut.

Zum Glück kommt AC zur Rettung. Nehmen wir an, der neue Schaltplan sieht so aus (ich lasse immer noch C4 weg. Für diese Zwecke ist es einfach nicht notwendig und ich überlasse es Ihnen, sich selbst darum zu kümmern):

^{Simulieren Sie diese Schaltung}

Der Eingang ist Wechselstrom. Der Emittent von$Q_1$folgt dieser Eingabe mit etwas weniger als einer Verstärkung von$1$. Wenn$C_2$groß genug ist, dann wird es im Wesentlichen ein Kurzschluss (oder Draht) sein und die Impedanz des nicht beeinflussen$R_{ac}$Bein. Bei AC können Sie also sehen, dass die effektive AC-Impedanz der gesamten Emitterlast ist$R_{ac} \vert\vert R_{dc} \approx 58\Omega$. Jetzt ist der Gewinn eher ähnlich$\frac{1400\Omega}{58\Omega} \approx 24$. Und wir bekommen die Kontrolle über den Gewinn bei AC. Aber bei DC sitzt der Emitter immer noch hoch oben, bei ungefähr$1V$wo wir es wollen.

Also bekommen wir unseren Kuchen und essen ihn jetzt.

Auf Ihrer Webseite werden zwei Perspektiven angezeigt:

Beides funktioniert. Der Unterschied besteht darin, dass Sie mit der Topologie auf der linken Seite den AC-Verstärkungswiderstand direkter einstellen können, da der Kondensator den anderen DC-Widerstand umgeht. Dies zwingt Sie jedoch dazu, den zum Einstellen der Emitterspannung erforderlichen Gleichstromwiderstand aufzuteilen, sodass dies etwas komplizierter wird. Die Topologie auf der rechten Seite macht die Einrichtung des DC-Widerstands für eine gegebene Emitterspannung und einen gegebenen Ruhestrom trivial. Aber es macht den Wert des AC-Verstärkungswiderstands etwas komplexer zu berechnen, da Sie ihn parallel zum DC-Einstellwiderstand behandeln müssen. Es sind nur zwei verschiedene Herangehensweisen an dieselbe Sache.

Es gibt auch einige Bootstrapping-Techniken, von denen ich hoffe, dass Sie sie auch kennenlernen werden. Die einfachste nutzt die Tatsache, dass der Emitter dem Eingang mit einer Verstärkung von etwa folgt$1$um den Widerstandsteilerknoten der Basis aktiv anzusteuern und wo das Signal direkt die BJT-Basis ansteuert, mit einem neuen Widerstand jetzt zwischen dem Teilerknoten und der BJT-Basis. Der Kondensator entwickelt eine Gleichgewichtsspannung, die gerade ausreicht, um die Differenz auszugleichen. Und da eine Seite dieses neuen Widerstands vom Signal selbst und die andere Seite von einem Emitter mit niedriger Impedanz angesteuert wird, der dem Signal ziemlich gut folgt, sieht der neue Widerstand selbst auf beiden Seiten die gleiche Spannung (DC-Vorspannung plus AC). , also fließt fast kein Strom. Und dies erhöht die Eingangsimpedanz sehr stark. Was nett ist. Und es gibt auch andere Verbesserungen.

Hier ist ein Beispiel für einen einfachen Bootstrap:

^{Simulieren Sie diese Schaltung}

(Beachten Sie, dass ich auf die andere hier besprochene Emitterkonfiguration umgeschaltet habe, nur um etwas anderes zu machen.)

Die Idee ist, dass das Signal die Transistorbasis direkt durchtreibt$C_1$und auch dieses Signal ist auf der einen Seite$R_3$.$R_3$ist ein DC-Pfad zuzulassen$C_1$um seine Gleichgewichtszustandsspannung zu finden und als Gleichstrompfad für$Q_1$ist das Starten der erforderlichen$V_{be}$stellen$Q_1$in den aktiven Bereich.$C_4$nimmt die niederohmige Kopie des Signals an der Basis auf (damit ein Stromantrieb verfügbar ist) und treibt diese zurück zum Teilerknoten. Jetzt bewegen sich leichte Schwankungen im Signal$Q_1$'s Basis nach oben und unten, und diese werden hinüberkopiert$Q_1$'s Emitter, der dann dieselben Änderungen zurück zum Teilerknoten treibt. Vorausgesetzt, dass$C_4$genau die richtige Spannung hat (bei genügend Zeit wird es), um die Differenz zwischen der Ruheemitterspannung und der Ruheteilerknotenspannung genau abzugleichen, dann funktioniert das alles gut. Der Teilerknoten bewegt sich auf und ab, angetrieben vom Emitter, der die Basis und die andere Seite davon kopiert$R_3$wird sich auch ungefähr in Phase auf und ab bewegen. So$R_3$, wenn alles perfekt wäre (und das ist es nicht), hätte genau die gleiche Spannung und es würde dann überhaupt kein Strom darin fließen. Die Realität ist, dass der Emitter eine Kopie hat, aber mit einem etwas geringeren Gewinn als$1$. Und Kondensatoren, selbst größere, fügen eine leichte Phasendifferenz hinzu. Etc. Aber es funktioniert trotzdem ziemlich gut. Und es reduziert die Belastung der Signalquelle erheblich.

Und das ist ohnehin erst der Anfang. Praktische Verstärkerstufen können und werden noch viel mehr berücksichtigen.

Ich verstehe die Berechnungen nicht

Vereinfacht ausgedrückt beträgt die Spannungsverstärkung ohne den zusätzlichen RNFB und C3: -

$-\dfrac{R_L}{R_E}$

Wenn also Re verringert wird, steigt die Verstärkung, aber dann wird der DC-Arbeitspunkt von der Mitte zwischen den Schienen weg verschoben (optimiert für maximalen unverzerrten Ausgangshub).

Nachdem RE seinen Wert erhalten hat, muss RE neu berechnet werden, sodass RE+RNFB mit dem ursprünglichen RE-Wert identisch ist

Nur wenn in Reihe geschaltetes Feedback (Bild A unten) gemäß dem Diagramm in dem Link verwendet wird, den Sie haben: -

Ihre Schaltung verwendet parallele Komponenten (B), daher ist diese Neuberechnung ungültig.

RNFB wird also verwendet, um Re zu reduzieren, und durch Reihenschalten von RNFB mit dem Kondensator C3 bleiben die DC-Betriebsbedingungen unbeeinflusst.

Wie soll ich den Wert von RNFB berechnen?

Wenn Sie wissen, welche Spannungsverstärkung Sie wollen, verwenden Sie die Formel, um einen theoretischen Wert der Emitterimpedanz abzuleiten, und diese Emitterimpedanz ist Re||RNFB. Da RNFB mit C3 in Reihe geschaltet ist, liegt die Verstärkung eindeutig bei DC$-\dfrac{R_L}{R_E}$.