Hochgeschwindigkeits-Präzisionsspitzendetektor

Als Fortsetzung meiner vorherigen Frage , bei der ich die Amplitude einer 2-MHz-Sinuswelle bestimmen möchte, habe ich mich für eine auf Operationsverstärkern basierende Lösung entschieden. Zur Erinnerung, mein Eingang hat eine maximale Amplitude von 240 mV - tatsächlich würde ich gerne darunter gehen, solange die Ausgangsgenauigkeit nicht wesentlich beeinträchtigt wird. Nachdem ich meine Genauigkeitsanforderungen für die Schaltung gelockert habe (ich bin bereit, einen Fehler von 5 % beim Amplituden-/RMS-Wert der Sinuswelle zu akzeptieren), habe ich einen billigeren Operationsverstärker gefunden, nämlich den MAX4453 . Die wichtigsten Spezifikationen sind: 200 MHz Bandbreite, 95 V/µs Flankensteilheit, 400 µV typischer Eingangs-Offset und 800 nA typischer Eingangsruhestrom. Maxim bietet ein SPICE-Modell für diesen Operationsverstärker.

Im Prinzip könnte ich nach dem Gleichrichten der Welle den Ausgang tiefpassfiltern und den DC-Wert ablesen v D C , die sich auf den Spitzenwert beziehen würden v P k von v D C = v P k / π für einen Einweggleichrichter und v D C = 2 v P k / π für einen Vollweggleichrichter. Daher habe ich die folgende Schaltung simuliert (die gleiche, die in meiner vorherigen Frage erwähnt wurde):

Präzisions-Vollwellengleichrichter mit Einzelversorgung

Ich habe festgestellt, dass die Ausgangswelle etwas verzerrt ist, insbesondere in der Nähe der Nulldurchgänge, wo A 1 schaltet zwischen offenem und geschlossenem Regelkreis um, wie in der folgenden Simulation gezeigt:

Simulation eines Präzisions-Vollweggleichrichters mit Einzelversorgung

Offensichtlich würde eine solche Verzerrung den Wert von unsicher machen v D C und reduzieren somit die Genauigkeit auf die v P k bestimmt werden kann.

Daher entschied ich, dass ein Peak-Detektor eine geeignetere Lösung sein könnte. Wenn ich einen 1-µF-Kondensator zum Ausgang des obigen Gleichrichters hinzufüge, erhalte ich das folgende Simulationsergebnis:

Simulation einer Präzisionsspitzendetektorschaltung

Vergrößern, nachdem sich der Kondensator beruhigt hat:

Vergrößerte Ansicht der Simulation einer Präzisionsspitzendetektorschaltung

Der Durchschnittswert des Ausgangs beträgt ~215 mV gegenüber einem 240-mV-Eingang, also etwa 10 % Fehler und damit außerhalb meiner Spezifikationen. Anscheinend verhindert die Ausgangsstrombegrenzung des Operationsverstärkers, dass der 1-µF-Kondensator schnell genug aufgeladen wird. Die offensichtliche Lösung wäre, die Kapazität zu reduzieren; leider die hohe Ausgangsimpedanz von A 2 (wegen R 2 ) führt zu einem übermäßigen Abfall des Kondensators.

Ich habe ein paar alternative Schaltungen ausprobiert, mit ähnlichen Ergebnissen. Insbesondere die folgende sehr einfache Halbwellengleichrichterschaltung scheint genauso gut zu funktionieren wie die obige Schaltung:

schematisch

Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan

Die niedrigere Ausgangsimpedanz des Operationsverstärkers in dieser Schaltung bedeutet, dass Droop mit einem 1-nF-Kondensator akzeptabel ist. Hier das Simulationsergebnis:

Simulation einer vereinfachten Präzisionsspitzendetektorschaltung

Vergrößern, nachdem sich der Kondensator beruhigt hat:

Vergrößerte Ansicht der Simulation einer vereinfachten Präzisions-Peak-Detektorschaltung

Es ist klar, dass es keine Verbesserung gibt (obwohl die Schaltung natürlich einfacher und billiger ist).

Meine Fragen: Gibt es alternative Schaltungstopologien, die ich ausprobieren sollte, die den Ausgang näher an den Spitzenwert des Eingangs bringen würden? Sollte ich nach einem anderen Operationsverstärker suchen? Welche spezifischen Eigenschaften des Operationsverstärkers sollte ich verbessern?

Die Ausgangsimpedanz von A2 ist die parallele Kombination seiner eigenen Ausgangsimpedanz und des Rückkopplungswiderstands R2, also ist er sicherlich nicht hoch; Die meisten Operationsverstärker haben eine Ausgangsimpedanz von < 100 Ohm. Auf Seite 5 des Datenblatts für den MAX4453 sieht man, dass die Ausgangsimpedanz dieses Geräts 0,8 Ohm bei 1 MHz beträgt.
Das war mein erster Gedanke, als ich die Rennstrecke sah; Es gibt jedoch einen Pfad vom Ausgang zur Masse mit einer Impedanz von 10 kΩ (das ist der Wert von R 2 in der Simulation) in der Schaltung, und tatsächlich kann man aus dem Diagramm einen Abfall von ~ 2 mV über ~ 18 µs sehen, während sich der Kondensator entlädt. Stecken Sie diese ein ICH = C D v / D T = 1 µ F × 2 M v / 18 µ S ≈ 111 µ A , was einer Impedanz von 10 kΩ entspricht. Vielleicht ist die Ausgangsimpedanz also nicht der richtige Begriff, sondern die Wirkung von R 2 ist in meinen Augen auf jeden Fall da.
Die Ausgangsimpedanz des Verstärkers ist parallel zu seiner eigenen Impedanz (~0,8 Ohm) und dem Rückkopplungswiderstand R2. Sie platzieren dann einen Kondensator am Ausgang, der ebenfalls parallel zu R2 liegt. Was Sie sehen, ist die Entladung des Ausgangskondensators über R2 zur virtuellen Masse, die durch die negative Rückkopplung des Verstärkers erzeugt wird.
Der Punkt ist, dass im ersten Kreis ein großer Kondensator benötigt wird, während im zweiten ein kleiner Kondensator ausreicht. In meinen Augen hat das damit zu tun R 2 1 kΩ ist (sorry, nicht 10 kΩ, wie ich anfangs sagte), während im zweiten Stromkreis kein solcher Widerstand vorhanden ist, so dass der Abfall im zweiten Stromkreis allein auf den Vorspannungsstrom des Operationsverstärkers zurückzuführen ist.
Ihre Behauptung, dass ein 215-mV-Ausgang für einen 240-mV-Eingang außerhalb Ihrer Genauigkeitsanforderungen liegt, muss überprüft werden. Führen Sie die Simulation erneut für einen Eingang von 120 mV aus. Wenn der Ausgang auf 107 mV abfällt, können Sie den 215 als Ergebnis des nicht idealen Skalierungsfaktors behandeln und leicht kompensieren. Tatsächlich können Sie eine Kalibrierungstabelle für eine Reihe von Eingangs-/Ausgangsspannungen erstellen. Die einzige Frage wäre dann, wie sich die Ausgabe mit anderen Variablen wie der Temperatur ändert.
@WhatRoughBeast Das Problem, das ich bei diesem Ansatz sehe, ähnelt dem Verlassen auf einen bestimmten Beta-Wert in einer BJT-Schaltung - was ist, wenn die GBW- oder Anstiegsrate des Operationsverstärkers von einem Teil zum anderen variiert (natürlich innerhalb der Spezifikationen des Datenblatts)? ?
Heh. "Die einzige Frage wäre dann, wie sich die Ausgabe mit anderen Variablen ändert."
Ich habe nicht alles auf dieser Seite gelesen, aber warum verstärken Sie das 200-mV-Signal nicht einfach um den Faktor 15 oder so? Dann 25mV < 1%

Antworten (2)

Präzisionsgleichrichter bei hohen Frequenzen sind überraschend schwer, wie Sie feststellen werden...

Das Knifflige ist, was macht der Verstärker, wenn die Diode nicht leitend ist?

In der zweiten Schaltung können wir aus der vergrößerten Wellenform schließen, was passiert.

Wenn die Diode ausgeschaltet ist (V1 < Vout), liegt der Vin+-Eingang des Operationsverstärkers unter Vin- und es gibt keinen NFB, sodass der Operationsverstärker effektiv offen ist und seinen Ausgang sofort hart gegen die -ve-Versorgungsschiene treibt.

Wenn Vin + wieder positiv wird (Vout, Vin- überschreitet), erholt sich der Operationsverstärker von diesem Zustand und dreht seinen Ausgang so schnell wie möglich positiv ... und beginnt JUST mit dem Laden von C, wenn Vin + unter Vout fällt. (Sie können die winzige Ladespitze sehen). Wenn Sie dem Opamp-Ausgang einen Simulator-Trace hinzufügen können, sehen Sie dies deutlicher. (Aktualisieren Sie die Frage vielleicht mit der Handlung!)

(Sie können ähnlich über die Nulldurchgangsverzerrung in der ersten Schaltung argumentieren, obwohl der Fehler auf die Durchlassspannung an D1 beschränkt ist, daher ist die Wiederherstellung relativ schnell.)

Was also tun? Stellen Sie im Wesentlichen sicher, dass OA1 nie so stark die Kontrolle verliert. Ein hochwertiger Widerstand und eine Diode in Reihe über D1 (die Diode mit der entgegengesetzten Polarität) stellen sicher, dass der Ausgang des Operationsverstärkers nur 2 Diodenabfälle von der Ausgangsspannung entfernt bleibt, was eine schnellere Erholung ergibt (aber nicht unendlich schnell). Dadurch wird C1 ein wenig belastet , dank des Widerstands.

schematisch

Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan

Verwenden Sie alternativ zwei Dioden anstelle von D1 - eine lädt C1, die andere als Teil des obigen Rückkopplungsnetzwerks (das einfach zu 2 Back-to-Back-Dioden wird, der Widerstand ist nicht mehr erforderlich). In dieser Version wird es aufgrund der Fehlanpassung zwischen den beiden "D1"-Dioden zu Ungenauigkeiten kommen; relativ klein im Vergleich zu dem, was Sie jetzt sehen.

schematisch

Simulieren Sie diese Schaltung

Wenn D1 leitet, hält D3 Vin- auf (ungefähr) der gleichen Spannung. Wenn D1 abschaltet, hält D2 die Ausgabe einigermaßen unter Kontrolle.

Es kann Möglichkeiten geben, die ursprüngliche Schaltung zu reparieren oder zu verbessern, jetzt, wo Sie wissen, wonach Sie suchen.

Vielen Dank für Ihre Ideen. Ich vermutete, dass es mit der Erholungszeit des Operationsverstärkers zu tun hatte. Es scheint jedoch, dass diese Schaltkreise nur in einem Split-Supply-Szenario funktionieren – ich habe in meiner anderen Frage erwähnt, dass ich nach einer Single-Supply-Lösung strebe, aber anscheinend nicht in dieser. Es scheint, dass der Operationsverstärker einen negativen Wert ausgeben muss, damit diese Schaltungen funktionieren. Eine Möglichkeit wäre, alles um beispielsweise VCC / 2 vorzuspannen, damit ich Beinfreiheit habe, um die Dioden vorzuspannen. Ich werde darüber nachdenken.
Ich bin davon ausgegangen, dass Sie bei Verwendung einer einzelnen Versorgung "gnd" (in diesem Teil des cct) bereits auf Vs / 2 vorspannen. Wenn Vcc = 3,3 V ist, ist die negative Versorgung natürlich nicht so weit entfernt, wie ich dachte ... Beachten Sie insbesondere den "Gleichtakt-Eingangsbereich" in diesem Datenblatt: Anscheinend ist die Leistung bei geschlossenen Eingängen nicht so gut zu V+.

Abgesehen vom Hauptproblem war es für mich interessant zu sehen, wie die erste Operationsverstärkerschaltung funktioniert ...

Wirklich clevere Schaltungslösung ... Der untere Teil (A1 und D1) fungiert als idealer Diodenschalter , der den nicht invertierenden Verstärker A2 an der negativen Eingangshalbwelle erdet ... und die gesamte Schaltung fungiert als invertierender Verstärker mit Verstärkung von -R2/R1 = -1. Bei der positiven Halbwelle ist der Diodenschalter offen und die ganze Schaltung wirkt als Spannungsfolger... es ist auch interessant zu sehen warum...

Eine mögliche Erklärung ... Die Spannung am nicht invertierenden Eingang A2 folgt der Eingangsspannung, da kein Strom durch R3 fließt. Die Spannung am invertierenden Eingang von A2 folgt der Spannung am nichtinvertierenden Eingang, da A2 gemäß den goldenen Regeln von H&H versucht, eine Nullspannungsdifferenz zwischen seinen Eingängen zu halten. Dazu folgt die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers der Spannung am invertierenden Eingang A2. Infolgedessen fließt kein Strom durch das R1-R2-Netzwerk ... und alle vier Schaltungsknoten haben die gleiche Spannung in Bezug auf Masse ... sie sind äquipotential ...

Die Schaltung belastet die Eingangsquelle nicht und hat einen extrem hohen Eingangswiderstand, da die Eingangsquelle (über R3) den natürlich hohen Eingangswiderstand des nicht invertierenden Eingangs und den virtuell erhöhten (Bootstrapped) R1-Widerstand sieht.

Hochgeschwindigkeits-Präzisionsspitzendetektor
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