IR-Demodulator-Design

Ich stimme Tony zu, ich würde auch einen integrierten IR-Empfänger verwenden. Das einzige Problem schienen die 32 kHz zu sein, IR-Empfängermodule sind oft schmalbandig um 38 kHz bis 56 kHz. Aber als ich meinen üblichen Lieferanten Vishay überprüfte , scheinen sie auch nicht protokollspezifische Module zu haben, die 32 kHz abdecken, wie dieses .

Der Hauptvorteil dieser Art von Modulen besteht darin, dass sie viel mehr leisten als Ihre Schaltung:

Wichtig ist die AGC (Automatic Gain Control). Es stellt sicher, dass die Empfindlichkeit bei Empfang eines geeigneten Signals angepasst wird, sodass Rauschen (z. B. von HF-Leuchtstofflampen-Vorschaltgeräten) unterdrückt wird.

Antwort aufgrund neuer Informationen von Jason umgeschrieben:

Einige andere Antworten sprechen von der Verwendung eines benutzerdefinierten IR-Empfangs-IC - was ich eher tun würde, außer wenn der Preis absolut entscheidend ist und ich diskret ein billigeres Design mit akzeptabler Leistung erstellen könnte.

Diese Antwort zielt jedoch darauf ab, dass die vorhandene Schaltung wie gewünscht funktioniert.

Datenblatt des Operationsverstärkers MCP601 hier
Dies ist eine Einzelversorgung, Rail-to-Rail-Ausgang, Vin = Masse an Vdd-1,2 V. Also mit Vdd = V5.0 = 5V Vin Bereich = 0 - 3,8V.
Stellen Sie den Mittelpunkt idealerweise auf etwa Bereich / 2 = 1,9 V oder so ein, aber 2,5 V, die verwendet werden, sind in Ordnung.

R31 bis Vground = Vdd/2 liefert DC-Pegel für Opamp-Eingang und -Ausgang. Ohne Signal Vout = V5.0/2 = 2,5 V, also beträgt der Ausgang von D5 etwa 2,7 Vd = 2,5-0,5 =! 2,2 V. Idealerweise möchten Sie Vout ~ + 0 bei 0 Eingang - siehe unten.

Filter scheint Potenzial für eine massive Verstärkung bei einer bestimmten Frequenz zu haben (~~R17/R18 = 400:1 wie angegeben) - ob dies irgendwo auftritt, hängt von der Gesamtwirkung des Filters ab. Ich würde mich wohler fühlen, wenn die Grundlage für das Design beschrieben würde.

C16/R31 bieten einen Hochpass bei << 1 kHz, also weit unter der IR-Frequenz.
Sie könnten dies erhöhen, bis es sich der IR-Frequenz nähert, aber weit genug entfernt für ein minimales Dämpfungsbit , das davon abhängt, ob es ein formaler Teil Ihres gesamten Filterdesigns war - wenn dies nicht der Fall war, sollte es dies sein. Für beste Ergebnisse sollte der gesamte Front-End-Frequenzgang so zugeschnitten werden, dass er ein Bandpass mit bestimmten Eigenschaften ist.

Versuchen Sie Folgendes: _

Ziel: AC-gekoppelter Operationsverstärkerausgang, also
Vout = positive Signalspitzen vom Operationsverstärker - V_D5

• Fahren Sie D5 mit einem Kondensator = Cout = sagen wir 10 uF elektrolytisch, also wird D5 mit Wechselstrom betrieben.

• Fügen Sie D6 an Masse hinzu, wobei die Kathode von D6 an Anode (Eingang D5) und die Anode von D6 geerdet ist.

Dies bewirkt, dass positive Halbwellen durch D5 geleitet werden und C15 aufladen und negative Halbwellen durch D6 auf Masse geleitet werden.
Dies ist möglicherweise "ein bisschen hart" für U1a und Cout = 1 uF kann ausreichen.
Cout > C15, bis Cout >> C15 ist wünschenswert, um zu verhindern, dass die beiden die positiven Ausgangsspitzen durch zu viel teilen.

Bericht.

Zusätzlich zu dem, was andere gesagt haben, möchte ich darauf hinweisen, dass Ihre Filteranordnung verdächtig ist. Auf den ersten Blick sieht der Teil der Schaltung von U1 Pin 3 zu U1 Pin 1 wie ein typischer Bandpassfilter zweiter Ordnung aus, aber anstatt die linke Seite von R18 anzusteuern und den nichtinvertierenden Eingang von U1 zu erden, tun Sie das umgekehrt, dh es in einer nicht-invertierenden Konfiguration zu verwenden.

In dieser Konfiguration fungiert es als Hochpassfilter zweiter Ordnung mit einer Hochfrequenzverstärkung von 1 und hat sowohl Nieder- als auch Hochfrequenzverstärkungen von 1 (beachten Sie sehr hohe Frequenzen, bei denen C1 und C5 effektiv kurzgeschlossen sind, oder bei Gleichstrom mit die Kondensatoren entfernt, und Sie sehen einen Unity-Gain-Verstärker).

Nach meinen Berechnungen haben Sie eine Mittenfrequenz von 14,5 kHz und ein Q von 10 (dh eine Verstärkung von 10 bei 14,5 kHz), bei der die maximale Verstärkung von etwa 200 erreicht wird. Bei 32 kHz ist die Verstärkung fast wieder bei 1 um 10 (und eine Verstärkung von 400 wird niemals erreicht).

Die Berechnungen, die ich verwendet habe, sind ....

Putten :-$R=R_{18}$= 2,49 k

$C=C_1=C_5$= 220 pF

$k=\dfrac{R_{17}}{R_{18}}=401.6$

Ich bekomme :-

$f_0 = \dfrac{1}{2\pi RC\sqrt k}$= 14,5 kHz und

$G_{max} = \dfrac{1+k}{2}$= 201,3

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Um Ihre Frage zu „k“ zu beantworten, wird es üblicherweise verwendet, um eine Konstante oder einen Faktor anzugeben – in diesem Fall habe ich es für das Verhältnis von R17/R18 verwendet. Wenn Sie das Verhältnis erhöhen, erhalten Sie mehr Verstärkung bei der Mittenfrequenz, aber die Mittenfrequenz nimmt gleichzeitig ab.

Aber bevor Sie weitermachen, denken Sie darüber nach, was Tony Stewart über Umgebungsgeräuschpegel gesagt hat. Braucht man so einen Filter überhaupt? Aktive Filter mit hohem Q würde ich auf jeden Fall vermeiden - sie sind einfach zu empfindlich gegenüber Bauteiltoleranzen. Aus dem gleichen Grund würde ich auch Filter mit sehr hoher Passbandverstärkung vermeiden. Wenn Sie viel Out-of-Band-Unterdrückung benötigen, sollten Sie separate Tiefpass- und Hochpassfilter kaskadieren. Sie könnten auch die Verwendung eines Phasenregelkreises (PLL) oder einer digitalen Filterung in Betracht ziehen, aber wir kennen Ihre Betriebsumgebung nicht.

Wenn dies ein persönliches Projekt ist und Sie ein wenig experimentieren möchten, ohne einen Empfänger-IC zu verwenden, wie Stevenvh vorschlägt, würde ich Folgendes tun. Zuerst möchten Sie den Strom von der Fotodiode in eine Spannung umwandeln, damit R34 so groß wie möglich sein muss. Dies ist jedoch mit einigen Kompromissen verbunden. Wenn Ihr Umgebungslichtpegel (z. B. Sonnenlicht) Ihnen mehr als 150 uA Diodenstrom liefert, wird die Diode an Vorspannung gehungert und ihre Empfindlichkeit wird verringert (dh sie wird gesättigt). Platzieren Sie Ihren Empfänger also unter den hellsten Bedingungen, denen er wahrscheinlich ausgesetzt ist, und messen Sie die Spannung am Übergang von Diode und R34. Wenn es mehr als 3 V oder so ist, könnten Sie Probleme haben (abhängig von der Diode) und Sie müssen möglicherweise reduzierenR34. Wenn Sie die Wellenform hier mit einem Oszilloskop anzeigen können, was passiert, wenn Sie die Hintergrundbeleuchtung mit Ihrem vorhandenen 32-kHz-Signal erhöhen? Wenn sich die Signalamplitude nicht verringert, können Sie R34 möglicherweise auf beispielsweise 100k erhöhen . Viel höher als dieser Wert, und Sie sehen aufgrund der Kapazität möglicherweise keinen weiteren Anstieg des Signals.

Ein Oszilloskop sagt Ihnen auch, wie viel zusätzliche Verstärkung Sie benötigen und ob Out-of-Band-Interferenzen von künstlicher Beleuchtung, TV-Fernbedienungen usw. eine weitere Filterung des Signals erfordern.

Bevor Sie etwas entwerfen, brauchen Sie Spezifikationen. Datenrate Signalreichweite Übertragungsmuster, Arbeitszyklus usw. Entwurfsabstand der Empfindlichkeit Umgebungsrauschfaktoren (Sonnenlicht, lineare FLs usw.) Signalpegel oder erforderliche Verstärkung. V+ Optionen? Größe, Kosten, herzustellende Menge usw

Das bisherige Design ist in Ordnung. Es verwendet "ungepufferte" CMOS-Inverter mit einer Verstärkung von 10. "Gepufferte" Inverter sind 3 Stufen, daher Verstärkung = 1000. In diesem vorherigen Design wurde der CMOS als linearer Verstärker mit negativer Rückkopplung verwendet. Der Keramikfilter ist ein BPF mit hohem Q. Der Detektor/Diskriminator gibt eine saubere Antwort.

Persönlich würde ich das TI- oder Sharp-IR-Empfängergerät mit Tageslichtsperrfilter, AGC, Datendetektor und Rx-Signaldetektor verwenden.

Jeder Kommunikationskanal muss eine gewünschte akzeptable Nicht-Null-Fehlerrate aufweisen. Es muss eine bekannte Bandbreite oder Latenzzeit für das Signal und einen genau definierten Worst-Case-Umgebungsgeräuschpegel geben, unabhängig davon, ob es sich um EMI, flackernde Lichter der Sonne oder streunende IR-Fernbedienungen handelt, die versuchen, Ihr Signal zu stören. Können Sie diese 1. definieren? Definieren Sie dann den Abstand des Kanals. Sobald eine Spezifikation gegeben ist, kann ein Design nicht früher beginnen.

Aber wenn ich eine tolle Lösung erraten würde.

Verwenden Sie ein umsichtiges Design, das auch eine Öffnung bietet, um Streulicht für die Sichtlinienerkennung zu blockieren. Andernfalls können Mehrpfadverzerrungen und Streubewegungen zwischen den Pfaden die Fehlerrate beeinflussen.

Verwenden Sie dann diesen $1-Chip. http://www.vishay.com/docs/81764/tsop852.pdf

Achten Sie auf Fehler beim Eindringen von Feuchtigkeit bei unsachgemäßem Löten. Diese Geräte verwenden ein klares Niedertemperatur-Epoxy.

Ich habe gerade eine 0,75-Dollar-Lösung gefunden http://media.digikey.com/pdf/Data%20Sheets/Vishay%20Semiconductors/TSOP392.pdf Passt das zu Ihrem Budget?... Stellen Sie sicher, dass Sie Ihr V+ filtern und regulieren.