Ist dieser Klemmspannungsteiler für einen hochohmigen Eingang ein gutes, robustes Design?

Ich habe einen AC-Eingang wie folgt:

  1. Kann kontinuierlich von ±10 V bis mindestens ±500 V reichen.
  2. Läuft von etwa 1 Hz bis 1 kHz.
  3. Benötigt > 100 kΩ Impedanz, sonst ändert sich die Amplitude.
  4. Kann gelegentlich getrennt werden und das System ESD-Ereignissen aussetzen.

Wenn der Eingang unter 20 V liegt, muss ich die Wellenform mit einem ADC digitalisieren. Wenn es über 20 V liegt, kann ich es als außerhalb des Bereichs ignorieren, aber mein System darf nicht beschädigt werden.

Da mein ADC ein relativ steifes Signal benötigt, wollte ich den Eingang für weitere Stufen puffern (in diesen werde ich ihn vorspannen, auf 0 V bis 5 V klemmen und einem ADC zuführen).

Ich habe die folgende Schaltung für meine erste Eingangsstufe entworfen, um einen sicheren, starken Ausgang zu erhalten, den ich weiteren Stufen zuführen kann:

schematisch

Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan

Meine Ziele sind:

  1. Stellen Sie sicher, dass die Impedanz an der Quelle > 100 kΩ beträgt.
  2. Ändern Sie einen ±20-V-Eingang in einen ungefähr ±1,66-V-Ausgang.
  3. Sorgen Sie für eine steife Ausgabe.
  4. Sicherer Umgang mit kontinuierlichen Hochspannungseingängen (mindestens ±500 V).
  5. Bewältigen Sie ESD-Ereignisse, ohne viel Strom/Spannung auf die ±7,5-V-Schienen abzugeben.

Hier ist meine Begründung für mein Schaltungsdesign:

  1. R1 und R2 bilden einen Spannungsteiler, der die Spannung um das 12-fache reduziert.
  2. Die TVS -Diode reagiert schnell, um vor ESD-Ereignissen am Eingang zu schützen, und wirft sie auf meine starke Masse, ohne etwas auf meine (schwachen) ±7,5-V-Schienen zu werfen.
  3. Die TVS -Diode bewältigt auch extreme Überspannung (dauerhaft ±500 V) durch Nebenschluss zur Erde. In diesen Fällen ist es an R1 vorbei , den Strom zu begrenzen.
  4. D1 und D2 klemmen die geteilte Spannung auf ±8,5 V, sodass ich keinen Hochspannungskondensator für C1 benötige ; nach R1 ist, wird der Strom durch sie ebenfalls begrenzt.
  5. C1 entkoppelt das Eingangssignal. Es wird ein bipolarer Elektrolyt sein. Es muss eine relativ große Kapazität haben, damit die 1-Hz-Signale unbeeinflusst passieren können:
    1 2 π R 2 C 1 ≪ 1  Hertz
    C 1 ≫ 1 2 π × 1  Hertz × 220  k Ω = 8 μ F
  6. R3 und C2 mit R3 = R1 kompensieren die Eingangsstromvorspannung und den Offset im Operationsverstärker (anstatt nur den Ausgang mit dem negativen Eingang kurzzuschließen); bilden auch einen Tiefpassfilter:
    f c = 1 2 π R 3 C 2 = 36  kHz

Ist diese Schaltung optimal für meine Ziele? Kann ich damit irgendwelche Probleme erwarten? Gibt es Verbesserungen, die ich vornehmen sollte, oder gibt es einen besseren Weg, um meine Ziele zu erreichen?

BEARBEITEN 1

  1. Ich hatte ursprünglich gesagt, dass dies erforderlich ist, um ± 200 V kontinuierlich zu verarbeiten, aber ich denke, ± 500 V sind ein sichereres Ziel.

  2. Damit die TVS- Diode unverändert funktioniert, muss R1 in zwei Widerstände aufgeteilt werden, hier R1a und R1b , wie von @jp314 vorgeschlagen :

schematisch

Simulieren Sie diese Schaltung

BEARBEITEN 2

Hier ist eine überarbeitete Schaltung, die die bisher erhaltenen Vorschläge enthält:

  1. Zener über die Stromversorgung ( @Autistic ).
  2. Widerstände, die in sie hineinführen ( @Spehro Pefhany ).
  3. Schnelle BAV199-Dioden ( @Master ; eine Alternative mit geringerer Leckage zum BAV99, die @Spehro Pefhany vorgeschlagen hat, allerdings mit einer maximalen Kapazität von etwa 2 pF anstelle von 1,15 pF).
  4. TVS-Diode vorne und auf 500 V aufgerüstet ( @Master ), sodass nur ESD-Ereignisse verarbeitet und R1 geschützt werden .
  5. Kurzschluss vom Operationsverstärkerausgang zum negativen Eingang ( @Spehro Pefhany und @Master ).
  6. C1 auf 10 μF verringert ( @Spehro Pefhany ); Dies führt zu einem Spannungsabfall von 0,3 % bei 1 Hz, was nicht so gut ist wie die ursprüngliche 220-μF-Kappe, aber die Beschaffung des Kondensators erleichtert.
  7. 1-kΩ-Widerstand R6 hinzugefügt , um den Strom in OA1 ( @Autistic und @Master ) zu begrenzen.

schematisch

Simulieren Sie diese Schaltung

Ihre Klemme ist nicht so schlecht. Platzieren Sie einen Widerstand, sagen wir 10K, in Reihe mit dem pos-Operationsverstärkereingang, und Sie haben etwas, das den Chip nicht durchbrennt. Der Fernseher ist in seiner gegenwärtigen Position kosmetisch.
Was macht die TVS-Kosmetik da? Ich habe es in meiner Begründung nicht erwähnt, aber ich habe auch etwas wie einen anhaltenden ±400-V-Eingang in Betracht gezogen. Das liegt außerhalb der Spezifikation, aber wenn das passiert, möchte ich meine ±7,5-V-Schienen nicht belasten, die aus einer winzigen Versorgung stammen. (Möchte das auch nicht beschädigen.)
Legen Sie 8v2-Zener auf Ihren winzigen Vorrat und verlieren Sie den TVS und sorgen Sie sich nie wieder um Leckagen, die die Genauigkeit beeinträchtigen.
Überspannung in die Stromversorgung zu leiten, ist eine schreckliche Idee. Schließen Sie es an Masse an und dito für Unterspannung. Sie könnten ein Gasentladungsgerät in Betracht ziehen.
@EJP - Ich glaube, das Rangierproblem wurde in der aktuellen Version der Schaltung gelöst (am Ende der Frage gezeigt). Es gibt vorgespannte Zenerdioden, die verwendet werden, um sowohl Überspannung als auch Unterspannung auf Masse abzuleiten. Die TVS-Diode kann natürlich wesentlich schneller klemmen als eine GDT, und da die primäre Spannungsquelle von ≫ 500 V ESD sein wird, schien sie die bessere Wahl zu sein.

Antworten (4)

Ihr D1 & D2 nehmen die Eingangsstöße auf, nicht den TVS - teilen Sie die 220k auf 200k + 20k auf und legen Sie den 20k-Teil zwischen den TVS und die Dioden.

Oder verwenden Sie einfach einen 4,7-V-Zener von diesem Knoten zu GND.

Ich mag die Idee, die 220K aufzuteilen. Das ergibt für mich Sinn. Wie würde die Zenerdiode funktionieren? Würde sich das nicht asymmetrisch auf den AC-Eingang auswirken?
Ein Zener würde die Dinge asymmetrisch beeinflussen - Sie könnten 2 Zener in Reihe hintereinander verwenden, was möglicherweise besser ist als die Dioden, die Sie haben, wenn Sie den Eingang des Operationsverstärkers auf weniger als die Versorgung begrenzen müssten.

Sie brauchen R3/C2 nicht. Der nicht invertierende Operationsverstärkereingang "sieht" R2 (20 K) auf dem Gleichstrompfad des Vorspannungsstroms (nicht 220 K), sodass der Offset wahrscheinlich vernachlässigbar ist, wenn Sie ihn durch einen Kurzschluss ersetzen. Wenn Sie auf R3/C2 bestehen, siehe unten für die Berechnung.

Der 220K stellt eine kapazitive Reaktanz von 0,7 uF bei 1 Hz dar, daher denke ich, dass ein kleiner und kostengünstiger (und nicht leckender) 10-uF-Keramikkondensator in Ordnung ist und in Quadratur etwa 7% hinzufügt, also einen Gesamteffekt von weniger als 0,3% . Es kann jedoch einige Auswirkungen aufgrund der Klemmung geben, also untersuchen Sie dies am besten, je nachdem , wie genau Sie es erwarten . Beim Klemmen "sieht" es die 20k in Reihe mit der Klemme mit niedriger Impedanz, sodass die Zeitkonstante 11x kürzer ist.

R1 ist entscheidend für die Zuverlässigkeit – praktisch die gesamte Spannung fällt daran ab – es muss ein Hochspannungstyp sein, der so ausgelegt ist, dass er allen Transienten standhält, die Sie erwarten, insbesondere wenn diese Eingangsspannung aus dem Netz kommt, was ein paar kV bedeuten kann. Vishay VR25 kann geeignet sein (verbleit). Sparen Sie hier nicht. Wenn die letzten paar Cent nicht wichtiger sind als die Zuverlässigkeit, bin ich auch kein großer Fan der Verwendung mehrerer gewöhnlicher Widerstände für diesen Zweck - ein richtig bewertetes Teil sollte in Ordnung sein, es sei denn, Sie müssen zwei richtig bewertete Widerstände in Reihe verwenden, um noch mehr Zuverlässigkeit zu erzielen .

Ich würde den TVS verlieren und erwägen, entweder direkt mit einem Shunt (z. B. einem Zenerpaar) oder Schaltdioden mit niedriger Kapazität wie einem BAV99-Paar an vorgespannte Shunts wie Zener oder TL431 (mit Widerständen an den Versorgungsschienen) zu klemmen. Letzteres hat viel weniger Kapazität als die direkte Verwendung von Zenern und verursacht daher eine geringere Phasenverschiebung bei 1 kHz, falls dies für Sie wichtig ist. Der Klemmstrom beträgt weniger als 1 mA bei 200 V Eingang, ist also nicht sehr anstrengend, solange R1 der EMF standhält, der er ausgesetzt ist. Beide von mir vorgeschlagenen Optionen können zumindest für kurze Zeit problemlos 100 mA klemmen.

R3/C2 bilden nicht wirklich einen Tiefpassfilter - R3 und die Eingangskapazität des Operationsverstärkers bilden einen Tiefpassfilter, und C2 würde idealerweise viel größer gewählt, wenn die Eingangskapazität also 15 pF beträgt, könnten Sie 1 nF verwenden oder etwas ähnliches. Sie würden nur mit 20K allein in Schwierigkeiten geraten, wenn Sie einen völlig ungeeigneten Operationsverstärker (der zu sehr hohen Frequenzen fähig ist) hätten, bei dem die resultierende Phasenverschiebung die Stabilität beeinträchtigt, und ein Kurzschluss hat dieses Problem natürlich nicht.

Die beiden „R2/C2“ im ersten Absatz sollten beide „R3/C2“ sein, richtig?
@JohnSpeeks Ja, danke, geändert. Benötigen Sie einen größeren Monitor (oder besseren Speicher), denke ich.
Würde es Ihre Meinung zur TVS-Diode ändern, wenn es wahrscheinlich wäre, dass lange Perioden (30 Sekunden oder mehr) von ±300 oder ±600 Volt auftreten? Ich weiß nicht genau, wie hoch es kontinuierlich geht, da ein Fall im Feld mit einem Oszilloskop gemessen wurde, das das Signal auf ± 150 V begrenzte und die Wellenform extrapolierte, die ich auf etwa ± 200 V schätzte, aber es ist auch möglich, dass es höher gehen könnte. Ich sollte vielleicht die Frage bearbeiten, um dort einen höheren Wert zu geben.
@ JohnSpeeks 600 VDC würden eine Verlustleistung von 1,6 W im 220-K-Widerstand verursachen, sodass er besser für ein paar Watt ausgelegt ist, aber die von mir erwähnten Zener- oder Shunt-Regler könnten problemlos 2,7 mA kontinuierlich verarbeiten - das sind nur 20 mW bei 7,5 V. Zwei in Reihe geschaltete VR68-1-W-Widerstände könnten einen 20-kV-Transienten bewältigen, und 100 mA sind nicht zu schwer zu klemmen. TVS-Dioden sind gut, wenn Sie eine niedrige Impedanz haben und eine große Energiespitze von Hunderten von Watt absorbieren müssen - sie sind nicht besonders gut darin, Dauerleistung zu verbrauchen. In diesem Fall öffnen Sie die Tür zum Spike nicht, damit er nicht absorbiert werden muss.
@Sphero Pefhany Mir ist aufgefallen, dass TVS-Dioden-Datenblätter selten Spezifikationen für den Dauerbetrieb enthalten ... Ihr Argument zur Verlustleistung über R1 ist gut getroffen, ebenso wie Ihre Vorschläge für Widerstände. Theoretisch könnte ich den Wert von R1 (und R2) erhöhen, um die Verlustleistung über R1 zu verringern (wobei immer noch so etwas wie VR25 / VR68-Widerstände verwendet werden), aber ich wäre besorgt, dass dies zu neuen Problemen führen könnte.

schematisch

Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan

Die P / N von OP AMP und Dioden auf Schaltplänen bedeuten nichts. Die Dioden D3 D4 sind entweder ein BAV199 oder 2 Gate-zu-Kanal-Übergänge des jFET MMBF4117. OA1 ist OPA365. C3 muss ausgewählt werden, um eine ausreichende Tiefpassfrequenz für den Filter an C3, R1/2 bereitzustellen.

R2 und R3 sind vorzugsweise präzise Dünnschichtwiderstände oder sogar zwei Teile eines Widerstandsnetzwerks. Sie definieren Ihre Nulldrift.

R5 muss für 1 kV Spannung ausgelegt sein, Sie können mehrere 0603 Widerstände in Reihe schalten.

Und um wirklich sicher zu sein, können Sie einen 1-kOhm-Widerstand zwischen dem nicht invertierenden Eingang von OPA365 und dem Mittelpunkt von R1 R2 hinzufügen. Es hilft, den Eingangsstrom zu begrenzen, wenn etwas wirklich schlecht läuft.

Der Hochleistungsspannungsbegrenzer (wie TVS-Diode oder Varistor) wird vorzugsweise zwischen INPUT und GND geschaltet. Seine Spannung beträgt etwa 600-800 V.

Ich werde einige dieser Teile bestellen müssen, bevor ich dies prototypisieren und mit den anderen Optionen vergleichen kann. Bleib dran!
Leider rollt der RC-Teil davon (ohne Berücksichtigung der Dioden und des Operationsverstärkers) den Eingang um etwa -1,44 dB bei 1 Hz ab (was den Ausgang um etwa 15 % schneidet): Frequenzgangkurve . Das Erhöhen der Obergrenze auf 10 uF behebt das und hält die Dinge ziemlich flach auf 1 Hz, aber dann dauert es ungefähr 30 Sekunden, um die Obergrenze durch die 470k-Widerstände aufzuladen. (Und natürlich funktioniert das Verringern dieser nicht, da es den Niederfrequenzgang wieder abrollt.)
Entschuldigung für die späte Antwort. Ja. es stimmt natürlich. Dieses Problem tritt jedoch bei jedem Design des Tiefpassfilters auf. Warum brauchen Sie C3? Vielleicht ist DC-Kopplung besser?
Das ist ein sehr guter Punkt. Ich könnte diese DC-gekoppelt machen. In meiner speziellen Anwendung gibt es keine Möglichkeit von DC-Offsets, und es ist mir auch egal, ob das Ausgangssignal invertiert ist. Ich könnte also einen Operationsverstärker in einer invertierenden Konfiguration verwenden, um die Offset-Spannung hinzuzufügen.
Ich konnte eine DC-gekoppelte Schaltung bauen, die mit einem Rail-to-Rail-Operationsverstärker mit Einzelversorgung und nur ein paar Widerständen mehr funktioniert als das, was Sie oben gezeigt haben. Ich habe es simuliert und als Prototyp erstellt und es funktioniert großartig. Ich denke, ich werde in diese Richtung gehen. Weitaus einfacher als alle anderen potenziellen Schaltungen.
Ok, gut zu wissen! Ihre Fragen sind willkommen!

Welche Art von OPA verwenden Sie? Wenn es sich um einen OP AMP mit FET-Eingang handelt (Eingangsströme unter 100 pA), benötigen Sie R3 C2 nicht. Auch wenn Sie sich nicht um DC-Offset kümmern, ist es viel besser, R3 C2 zu entfernen.

Ich sehe keinen Wert in TVS-Diode 30 V. Stimme @Autistic absolut zu. Sie können es direkt parallel zum Eingang (vor R1) legen und auf 500-700-V-Typ ändern. Seine Funktion ist dann: R1 und andere Elektronik vor wirklich kurzen Spitzen über 800 V zu schützen (ich weiß nicht, ob Ihre Anwendung in diese Art von Schwierigkeiten geraten kann).

R1 muss entweder für 1000 V ausgelegt oder als Reihe von 0603 oder größeren Widerständen unter Berücksichtigung von Isolationslücken implementiert werden.

Was die "echte" Klemme betrifft: Die Idee von @Spehro Pefhany mit vorgespanntem BAV199 (zwei Dioden mit geringem Leckstrom in einem SOT-Gehäuse) sieht am besten aus. Ströme zu Stromschienen würden mich nicht allzu sehr interessieren: Sie sind auf 4 mA (800 V / 200 kOhm) begrenzt, dies ist wahrscheinlich weniger als der Stromversorgungsstrom eines von Ihnen verwendeten OP-AMP.

Warum nicht R2 (ich glaube, es ist ein Spannungsteiler) vor C1 setzen und anstelle von R2 einen sehr großen Widerstand (1 MOhm) verwenden - dadurch kann C1 so klein wie wenige uF sein.

Ich plane, JFET-Operationsverstärker aus der TI TL05x-Serie entweder im Dual- oder im Quad-Paket (also ohne die versetzten Pins) zu verwenden.
Sie müssen bedenken, dass der Eingangsruhestrom dieses OPA bei 70 C 1-4 nA beträgt. Dies bedeutet (für Ihr Design), dass die zusätzliche Offsetspannung bis zu 200 uV betragen kann, sie ist viel höher als seine "nominale" Offset-Spannung. Dies ist ein häufiges Problem von jFET-Operationsverstärkern, sie sind nicht für hochohmige Eingänge bei leicht hohen Temperaturen geeignet.
Die modernen BJT OP AMPs (AD8675) haben eine viel geringere Schwankung ihres Bias-Stroms gegenüber der Temperatur, obwohl ihre Eingangsströme ebenfalls groß sind (1 nA).
Welchen Ausgangsspannungsbereich benötigen Sie?
Am Ende muss ich für einen ADC alles zwischen 0 V und 5 V klemmen, also wirklich nur -2,5 V bis +2,5 V.
Warum nicht Rail-to-Rail 5 V OPA nutzen? Es klammert sich natürlich an 0-5 V für ADC. Sie sind viel besser für die Eingangsleistung als "Hoch"-Spannungs-OPAs.
Entschuldigung, "klemmt natürlich"
Ich hatte Probleme, einen zu finden, der mit einer ±2,5-V-Versorgung bis zu ±2,5 V gehen konnte, also dachte ich, es sei einfacher, einfach eine größere Versorgung zu verwenden. Haben Sie einen Vorschlag für einen guten Rail-to-Rail-Operationsverstärker in diesem Bereich?
Werde prüfen. Bitte warten Sie mehrere Stunden.
Ist dieser Klemmspannungsteiler für einen hochohmigen Eingang ein gutes, robustes Design?
AntwortenHierDatenschutz-Bestimmungen1y, 0v