Pass-Geräteauswahl für Labor-DC-Netzteil

Aus unscharfer Erinnerung gibt es (mindestens) zwei Sorten von 2N3055. Es gibt arm und dann wirklich arm. Die arme Version hat höher$H_{\text{fe}}$Und$f_T$als die ganz armen. Mit beiden wirst du wahrscheinlich nicht zufrieden sein.

Es gibt zwei grundlegende Topologien, die in linearen Leistungsstufen verwendet werden: Emitterfolger und gemeinsamer Emitter. Wir beginnen mit dem Emitterfolger, da er einfacher zu verwenden und gebräuchlicher ist.

Emitter-Folger

Der Presence-Ausgangsfilterkondensator$C_2$bedeutet, dass es zwei Pole in der Übertragungsfunktion der Endstufe gibt. Da liegt der erste bei ca. 10kHz (im besten Fall für den 2N3055) auf Grund$C_2$und die zweite bei$\beta$Rolloff, der sich zwischen etwa 20kHz und 60kHz zeigt (je nach$\beta$Und$f_T$).

Hier sind einige grobe Ausdrücke für die LFP-Frequenzen:

$f_{\text{p1}}$~$\frac{1}{2 \pi C_2 \left(\frac{r_b}{\beta }+r_e\right)}$;$f_{\text{p2}}$~$\frac{f_T}{\beta }$

Für 2N3055;$r_b$~4 Ohm,$\beta$~130,$C_2$=470uF, vergiss es$r_e$für jetzt (es ist weniger als 1 mOhm), so$f_{\text{p1}}$~ 10 kHz. Mit$f_T$~2MHz,$f_{\text{p2}}$~15kHz. Der Ausdruck für$f_{\text{p1}}$ist für den Fall einer Basisansteuerung mit sehr niedriger Impedanz geschrieben. Wenn die Basisantriebsimpedanz zunimmt, wird die Frequenz von$f_{\text{p1}}$nimmt ab, bis es wird$R_{\text{Load}}$$C_2$Polfrequenz.

Gemeinsamer Emitter (CE)

Beim gemeinsamen Emitter gibt es mehr bewegliche Teile, die die Dinge viel komplizierter machen als beim Emitterfolger. Dies ist die gleiche Topologie, die in Low-DropOut-Reglern (LDOs) verwendet wird, die bekanntermaßen schwer zu stabilisieren sind. Um die Dinge ein wenig klarer zu machen, ist hier ein Schema eines Kleinsignal-Wechselstrommodells des gemeinsamen Emitters.

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Schreiben Sie zunächst eine Gleichung für die DC-Verstärkung, indem Sie die Frequenz im Modell auf Null setzen.

$A_o$=$-\frac{\beta R_{\text{Load}}}{r_b+(\beta +1) \left(r_e+R_E\right)+R_4}$

Offensichtlich,$A_o$ist eine Funktion von$\beta$,$R_{\text{Load}}$,$R_4$, Und$R_E$. Für die gleichen Werte wie zuvor für den 2N3055, und$R_4$=1kOhm und$R_{\text{Load}}$=100 Ohm,$A_o$=-13. Aber sagen wir mal$R_4$=10 Ohm, dann$A_o$=-945. Wenn dann zusätzlich$R_E$wurden von null Ohm auf 1 Ohm geändert,$A_o$würde auf -90 reduziert werden. Eines der Probleme bei der CE-Topologie ist also die extreme Variation der Verstärkung bei Parameteränderungen.

Was ist mit den Polen? Schauen wir uns zuerst den Pol an, der durch verursacht wird$\beta$Abroll zu$f_T$. Eliminieren Sie im Modell alle Kondensatoren und schreiben Sie die Übertragungsfunktion. Es ist ziemlich groß, aber es gibt nur einen Pol, der nach Auflösung nach der Wurzel die Polfrequenz ergibt$\beta$Abrollen.

$f_{p-\beta }$=$\frac{f_T \left(r_b+(\beta +1) \left(r_e+R_E\right)+R_4\right)}{\beta \left(r_b+r_e+R_4+R_E\right)}$

Für einige Parameterwerte ist es im Grunde dasselbe wie die$\beta$Pol des Emitterfolgers. Aber es ist auch sehr empfindlich$R_4$Und$R_E$. Wenn zum Beispiel dieselben Parameter für 2N3055 wie zuvor zusammen mit Ihren Schaltplanwerten für verwendet werden$R_4$(1kOHm) und$R_E$(null Ohm), dann$f_{p-\beta }$~ 15 kHz. Aber falls$R_4$auf 10 Ohm abgesenkt und$R_E$ist dann auf 1 Ohm eingestellt$f_{p-\beta }$~ 150 kHz.

Der Niederfrequenzpol wird durch eingestellt$C_2$Und$R_{\text{Load}}$, wie Sie wissen, etwa 3 Hz, aber das ist keine Funktion der Transistorparameter in der CE-Topologie. Werfen wir einen Blick auf die Antwort wann$R_4$= 10 Ohm und$R_E$= 1 Ohm, nur so zum Spaß.

So,$A_o$von -90 (39dB), LFP~3Hz,$f_{p-\beta }$~150kHz. Für eine Open-Loop-Frequenzweiche von 10 kHz wären 30 dB Verstärkung erforderlich. Der OpAmp müsste ein Integrator mit einer Null bei 3 Hz und 30 dB sein: R1 von 31 kOhm, C1 von 1,5 uF. Ein LF111 könnte wahrscheinlich genau das tun. Die Verstärkungsempfindlichkeit wäre immer noch ein Problem. Außerdem würden bei größeren Bandbreiten zusätzliche Bedenken hinsichtlich des Miller-Pols, einer Null in der rechten Halbebene und durch Gehäuseinduktivität verursachte Pole auftreten.

Um besser als ein 2N3055 zu sein, möchten Sie erhöhen$\beta$Und$f_T$, Und niedriger$r_b$. Es scheint, als hätten sich die meisten Hersteller von BJTs mit höherer Frequenzleistung auf niedrigere konzentriert$C_c$(was beim Emitterfolger keine Rolle spielt, aber dem CE mit dem Miller-Pol helfen würde) und höher$f_T$, aber nicht viel anders$\beta$Und$r_b$. So,$f_{\text{p1}}$ist schwer zu ändern.

Erwägen Sie auch, den TO-3 für einen TO-220 oder TO-263 fallen zu lassen. Der TO-3 ist groß und hat einen größeren Schleifenbereich und (eine weitere vage und unscharfe Erinnerung) enthält Kovar (das Eisen ist). Damit ist der TO-3 induktiver als der TO-220 und der TO-263.

2N3055 ist ein billiger Transistor, der ziemlich viel Strom verbrauchen kann. Aber das ist alles, was dafür spricht. Sie können eine bessere Bandbreite von einem anderen Transistor erhalten. Fast jeder andere Transistor wird besser abschneiden als 2N3055.

Sie treiben den Transistor direkt mit LF411 an. Dies wird kaum mit einem 300-mA-Ausgang funktionieren. Es wäre jedoch besser, einen weiteren Treibertransistor hinzuzufügen, wenn Sie ein Gerät mit niedriger Verstärkung wie 2N3055 verwenden.

Sie können beide Bedenken angehen, indem Sie auf einen MOSFET-Durchgangstransistor umschalten.

Das ist ein ziemlich hoher Basiswiderstand, den Sie zum Ansteuern des 2n3055 verwenden. Dies kann sowohl die Bandbreite als auch den verfügbaren Ausgangsstrom beeinflussen.

Versuchen Sie, einen anderen Transistor davor zu setzen, um einen Darlington mit einem niedrigeren Widerstand zwischen Basis und Emitter des 2n3055 zu machen.

Sie benötigen auch einen Kurzschlussschutz. Ein Messwiderstand im Emitter des 2n3055 mit einem Transistor, um den Basisantrieb zu absorbieren, wenn die Messwiderstandsspannung über 0,6 V steigt.