Problem bei der Modellierung des BE-Übergangs eines NPN-Transistors in LTSpice

Also versuche ich, Transistoren zu verstehen.

Ich beginne mit den Grundlagen, dem Teil, der besagt, dass ein NPN-Transistor irgendwie wie zwei Dioden aussieht, die an der Hüfte verbunden sind (eigentlich an der Anode).

Ich baue unten die "Floating Collector" -Schaltung, die - nach dem, was ich gelesen habe - das funktionale Äquivalent einer Diode in Reihe mit einem Widerstand sein sollte.

schematisch

Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan

Ich versuche dann, die Intensität, die durch die Schleife geht, von Hand zu berechnen, beginnend am Emitter und zurück zur Quelle.

  • Spannung am Emitter ist 0 (geerdet)
  • Spannungsabfall in einer Siliziumdiode beträgt 0,7 V (aus Lehrbuch)
  • Daher muss die Spannung an der Basis 0,7 V betragen
  • Die Spannung links von R1 beträgt 10 V (Quelle)
  • Daher beträgt der Spannungsabfall an R1 (10-0,7) = 9,3 V
  • Daher (Ohmsches Gesetz) beträgt die Intensität über R1 9,3/1000 = 9,3 Milliampere
  • Der Strom kann nur durch den Emitter und zurück zur Quelle fließen
  • Daher (KCL): Die Intensität beträgt überall 9,3 mA

Um zu überprüfen, ob ich das richtig gemacht habe, baue ich die Schaltung in LTSpice, und siehe da, das verdammte Ding stimmt nicht überein :-).

Wenn ich eine LTSpice-Simulation starte, sagt sie mir Folgendes:

  • Ib = 9,1581 mA
  • VB = 0,8418 V

Wenn ich meine Argumentation rückwärts nachvollziehe, bedeutet dies im Grunde, dass meine Annahme, dass ein Spannungsabfall über einer Si-Diode 0,7 V beträgt, falsch ist .

Wenn ich dies weiter recherchiere, stelle ich fest, dass die V / I-Charakteristik einer Si-Diode ein "rundes Knie" um 0,7 V hat und dass daher die Regel, die besagt: "Si-Diode fällt immer um 0,7 V ab, wenn sie in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist", tatsächlich eine Annäherung ist und dass die charakteristische Kurve tatsächlich eine Art Exponentialkurve ist.

Okay, gut.

Aber jetzt möchte ich in der Lage sein, den tatsächlichen Wert von Vb selbst von Hand abzuleiten, und ich stecke fest: In der obigen Argumentation habe ich mich auf einen festen Abfall an der Diode verlassen, um Vb abzuleiten und von dort zu Ib zu gehen.

Jetzt, da Vbe und Ib in einer Art Gleichung gebunden sind, bin ich mir nicht sicher, wie ich von dem Wissen, dass Ve = 0 ist, zu Vb komme.

Ich habe im Wesentlichen zwei Unbekannte (Vb, Ib) und nur eine Gleichung (die Diodenkennlinie) ... wie berechne ich Vb?

Übersehe ich etwas offensichtlich Offensichtliches?

Hilfe geschätzt.

Die zweite "Gleichung" ist der Wert des Widerstands, der Ihnen eine zweite VI-Kurve gibt. Die Lösung liegt dort, wo sich die beiden Kurven schneiden.
Möglicherweise finden Sie diese Antwort hilfreich: electronic.stackexchange.com/questions/82508/…

Antworten (2)

Sie können die Shockley-Gleichung verwenden , die eine weitere Idealisierung ist, aber besser als ein fester Diodenabfall. Um es anzuwenden, müssen Sie für die gegebene Diode alle Parameter kennen:

ICH = ICH S ( e v D / ( N v T ) − 1 )

Ich würde vorschlagen, den Transistor durch ein tatsächliches Diodenmodell zu ersetzen, aus dem Sie die Parameter herausziehen und von Hand berechnen können.

In dieser Antwort auf eine Frage habe ich mit der Formel in Bezug auf das Verhalten eines Diodenmodells in CircuitLab gearbeitet. Siehe "Anhang" der Frage unten.

OK, ich glaube, ich habe es herausgefunden.

@Dave Tweed: vielen Dank für Ihren Kommentar, und in der Tat, doh! : Tatsächlich habe ich zwei Gleichungen.

@Kaz: ja, Shockleys Gleichung ist das, was ich brauchte.

Aus der Sicht der Intuition fehlte mir Folgendes: Es gibt zwei "Einschränkungen", eine auf der linken Seite durch die Spannungsquelle, die durch den Widerstand geht, und eine auf der rechten Seite, die von GND auferlegt wird, das Shockleys Gleichung durchläuft.

Diese Einschränkungen "treffen" oder "kollidieren" an der Basis des Transistors, wo sie ein nichtlineares System aus zwei Gleichungen mit zwei Unbekannten bilden, das leicht numerisch gelöst werden kann, sobald Sie alle Teile haben.

Es ist nur die Knotenmethode, aber mit ein paar nichtlinearen Bits. Cool!

Obwohl Mathematica nicht in der Lage zu sein scheint, eine symbolische Lösung zu erzielen (keine Überraschung, da gibt es ein ax+b == Exp[cx+d]-artiges Kopfzerbrechen), kann es tatsächlich mühelos eine numerische Lösung erzielen:

Vs = 10;          (* Voltage at source                                          *)
R1 = 1000;        (* 1k resistor                                                *)
Is = 1/10^12;     (* Typical value, as per Wikipedia on Shockley's equation     *)
n = 3/2;          (* Typical value, something between 1 and 2, as per Widipedia *)           
VT = 2585/100000; (* Typical value = 25.85 mV at 300 Kelvin, as per Wikipedia   *)
N[
    Solve[
        {
            Element[{VN2, Intensity}, Reals],
            Vs - VN2 == R1*Intensity,
            Intensity == Is*(Exp[VN2/(n*VT)] - 1)
        },
        {Intensity, VN2}
    ]
]

{ { Intensität → 0,00911078 , VN2 → 0,889216 } }

Und ja, obwohl ich statt der 2N2222-Werte zufällige Konstanten auf Shockleys Gleichung geworfen habe, sind die von Mathematica herausgekurbelten numerischen Lösungen ziemlich nah an dem, was LTSpice simuliert.

Hübsch !

Problem bei der Modellierung des BE-Übergangs eines NPN-Transistors in LTSpice
AntwortenHierDatenschutz-Bestimmungen1y, 0v