Programmierbares elektronisches Lastdesign

Ich versuche, eine programmierbare elektronische Last zum Testen der PWM-Ausgänge von SPS-Steuerungen zu entwerfen. Die Ausgänge arbeiten zwischen 5-36 V und 10-2000 Hz Frequenz. Der Ausgang soll auf bis zu 300 mA Strom getestet werden. Basierend auf einer Stromsenkenschaltung aus dem Internet haben wir diese spezielle Schaltung entworfen.

Schema der elektronischen Last

  • V3 ist der µC/RPi-Ausgang, den wir zur Steuerung des Stromausgangs am Messwiderstand R2 verwenden möchten.

  • VOutput1 ist das PWM-Signal, das von unseren SPSen generiert wird.

Jetzt habe ich ein paar Fragen zu dieser Schaltung.

  1. Wenn ich versuche, dies für niedrigere Stromwerte zwischen 1 mA bis 150 mA zu simulieren, habe ich immer gewisse Überschwinger für einige µSek, bevor es sich auf ein Rechtecksignal einpendelt. Wieso ist es so? Hier ist das Ergebnis für 20mA.Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

  2. Nachdem ich einige Artikel im Internet gelesen hatte, stellte ich fest, dass die Gate-Kapazität dieses Problem verursachen könnte. In der Anfangsphase des Schaltungsdesigns habe ich Mosfets mit sehr kleinen Ciss (8pf bis 55pf auf verschiedenen SMD-Mosfets) verbraucht. In der Simulation lieferten sie perfekte Ergebnisse. Da ich aber eine Verlustleistung von bis zu 10 W am Mosfet erwarte, bleibt mir nichts anderes übrig, als ein größeres Mosfet zu verwenden, aber dann haben sie große Ciss, die die Überschwinger mit sich bringen. Kann jemand eine Lösung dazu vorschlagen? Könnte der OP-Amp, der die Gate-Spannung steuert, für dieses Phänomen verantwortlich gemacht werden?

  3. Anstelle des LTC6752 hatte ich zuvor einen normalen OP Amp AD8031 als Komparator an U3 verwendet. Nun, diese besondere Änderung habe ich auf Empfehlung eines Seniors vorgenommen. Er riet mir, einen normalen Operationsverstärker zu behalten und den NPN-PNP-Transistor (BC547B-BC557C) als Schalter zu verwenden. Er sagte, dies liege daran, dass der Operationsverstärker, den ich zuvor verwendet habe (LM239), ein Open-Collector-Komparator war. Und für diesen speziellen Zweck müssen wir einen Open Emitter Comparator verwenden, für den ich kein Gewürzmodell und daher diese Lösung finden konnte. Jetzt vermute ich, dass LTC6752 auch ein Open-Collector-Komparator ist. Denn als ich AD8031 durch dieses Modell ersetzte, fand ich keine Änderung in der Ausgabe. Kann jemand den Grund für die Verwendung dieser Open-Emitter-Konfiguration hier erklären und wird empfohlen, einen beliebigen Operationsverstärker anstelle des LTC6752 zu verwenden?

  4. Ich habe mir die Simulationsergebnisse angesehen und festgestellt, dass das Feedbck-Signal kurz auf 0 V geht und dann wieder auf den µOut-Wert zurückkommt. Diese kurze Dauer, wenn es auf 0 V geht und auf den ursprünglichen Wert zurückkehrt, verursacht dieses Überschwingen. Der Grund, warum wir den Pnp-Npn-Komparatorteil in der Schaltung verwendet haben, war, um zu verhindern, dass AD823A eine Ausgabe erzeugt, wenn das PWM-Signal auf 0 V liegt. Jetzt habe ich das Gefühl, dass dies eine der Ursachen für die Erzeugung der Überschwinger ist. Gibt es eine Möglichkeit, den Feedbck so zu begrenzen, dass er nur auf den Wert fällt, der µCout entspricht? Auf diese Weise erzeugt der AD832A kein Überschwingen, bevor er sich als gleichmäßige Rechteckwelle einpendelt. Ich denke, die Verwendung eines Komparators kann ein Problem lösen, aber ich bin mir nicht sicher, wie.

Ich mache dieses Projekt als Abschlussprojekt in einem Unternehmen für meinen Bachelor-Abschluss. Ich kenne mich mit Elektronik nicht so gut aus und daher mögen die Fragen naiv erscheinen, aber ich hoffe, einige ziemlich gute Antworten zu bekommen, die meinen Arbeitsfortschritt bringen könnten nach vorne. Vielen Dank im Voraus.

Ich werde weiterhin Updates veröffentlichen, wenn ich in der Lage bin, etwas bei der Arbeit zu finden. :)

Hilft es, R2 für kleine Ströme zu erhöhen?
Hallo, es gibt eine Grenze für die Erhöhung des Werts R2. Da µC maximal 3,3 V liefern kann und wir planen, die Schaltung in diesem Bereich über 10 Ohm zu steuern, erscheint es unwahrscheinlich. Aber ich habe auch beobachtet, dass das Ändern von R2 Auswirkungen hat, aber ich bin mir nicht sicher, wie ich die Begrenzung von 3,3 V überwinden soll
Das ist nicht als Lösung gedacht. Sie benötigen es nur zum Testen bei sehr kleinen Strömen. Wenn Sie 100 Ω anstelle von 10 Ω verwenden, wird die gemessene Spannung skaliert. Das Problem, das ich sehe, ist, dass die Verstärkerrückkopplung durch einen Tiefpass läuft, der aus R1 und C1 besteht. Wenn die Differenz zwischen den + und - Eingängen von U2 sehr klein ist (kleiner Strom durch R2), verlangsamt dies die Rückkopplung, was zu diesem Überschwingen führt.
Kann dir bei deinem Problem nicht helfen, nur eine Anmerkung zu deiner Schaltung: Wenn du eine Versorgung (10 V) hast, die zur Versorgung aller verwendet wird, könnte es sich lohnen, nur eine Spannungsquelle zu platzieren und das Netz "Vsupply" oder zu nennen etwas und verwenden Sie dann das Werkzeug "Name net" und benennen Sie alle + Knoten auf "Vsupply". Wenn Sie die Versorgungsspannung ändern, müssen Sie dies nur an einer Stelle tun und nicht an 5 verschiedenen.
@Arsenal danke für den Vorschlag. Werde beim nächsten Mal daran denken.
@Janka, willst du also vorschlagen, dass ich einen variablen Widerstand bei R2 verwende?
Außerdem ist mir klar, dass dies (im Moment) nur eine Simulation ist, aber Sie können einen LTC6752 überhaupt nicht mit einer 10-V-Versorgung versorgen - er ist für maximal 3,5 V ausgelegt. liefern.
Nein. Ich schlage vor, Sie prüfen, ob eine Erhöhung von R2 gegen das Überschwingen wirkt. Wenn ja, ist es das Problem, das ich oben gesehen habe. Bewerten Sie dann die Rückkopplungsschleife neu. Was ist der Zweck von R1 und C1?
@Janka danke für den Vorschlag. Ich werde versuchen, dies zu überprüfen. C1 ist eher ein Zubehör in der Schaltung. Daher so ein kleiner Wert.
Ja. Ich habe überprüft, die Gate-Kapazität des FQB5N90 liegt über 1nF. Dies macht R1 noch wichtiger.
Während ich mit Dave Tweed übereinstimme, wie die Messung durchgeführt wird, besteht eine Lösung für diese Art von Überschwingen darin, einen Verstärker mit einem Produkt mit niedrigerer Verstärkungsbandbreite zu verwenden.
@DaveTweed ja, in der Tat. Ich erinnere mich, sie auf dem Datenblatt gelesen zu haben, aber ich habe vergessen, mich hier in der Simulation darum zu kümmern

Antworten (1)

Dies ist eine suboptimale Schaltung für die Anwendung. Sie sollten nicht versuchen, den Lasttransistor rechtzeitig mit den Impulsen ein- und auszuschalten - das ist einfach albern.

Stattdessen sollten Sie eine Präzisions-Spitzendetektorschaltung für die Rückkopplung vom Messwiderstand verwenden , sodass die Schaltung nur versucht, den Spitzenstrom zu regulieren. Dadurch werden alle transienten Effekte innerhalb des Laststeuerkreises eliminiert.

Mit anderen Worten:

  • Beseitigen Sie den gesamten oberen Kreislauf, der von PlcOutbis verläuftFeedbk
  • Ersetzen Sie R9 durch den Spitzendetektor.
Danke für die Bearbeitung und für diesen Link. Ich werde mich einlesen und versuchen, wenn möglich, Änderungen vorzunehmen
Hallo Dave. Gemäß Ihrer Empfehlung habe ich versucht, anstelle von R9 einen Spitzendetektor zu implementieren. Nachdem ich den Link gelesen und etwas mehr aus dem Internet gelesen hatte, habe ich eine Diode und einen Kondensator anstelle von R9 verwendet. Es scheint, dass ich eine sehr primitive Detektorschaltung verwendet habe und die Ergebnisse nicht zufriedenstellend sind. Haben Sie Vorschläge? Könntest du ein Bild oder so etwas als Vorschlag posten. Es fällt mir ein bisschen schwer, einen auf Operationsverstärkern basierenden Spitzendetektor in der Rückkopplungsschleife einzurichten. Vielen Dank :)
Indem Sie einen Operationsverstärker hinzufügen und die Diode in die Rückkopplungsschleife einbauen, wie in meinem ursprünglichen Link oben gezeigt, beseitigen Sie die Nachteile des einfachen Dioden-Kondensator-Setups. Achten Sie darauf, einen Operationsverstärker mit Rail-to-Rail-Eingängen und -Ausgängen zu verwenden, wenn Sie versuchen, mit einer einzigen Versorgung zu arbeiten.
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