Reduzieren Sie die Welligkeit des Ausgangsstroms bei hysteretischen Abwärtswandlern

Diese Schaltung hat eine klare Analogie zu einem Thermostat. Er schaltet die Heizung ein, wenn die Temperatur auf die untere Grenze abgesunken ist. Dementsprechend wird der Mosfet eingeschaltet, wenn der Induktorstrom auf die untere Grenze gefallen ist. Wenn der Mosfet eingeschaltet ist, wächst der Induktorstrom langsam, bis die Obergrenze des Stroms erreicht ist. Dann wird Mosfet ausgeschaltet und der Induktorstrom zerfällt, wenn die magnetische Energie in Widerständen zerstreut und auch teilweise in Licht umgewandelt wird. Die Temperatur spielt die gleiche Rolle wie der Induktorstrom. Die thermische Kapazität ist gleich der Induktivität.

Wenn Sie parallel zu den LEDs einen Kondensator hinzufügen, können Sie theoretisch das Schwingen der Lichtleistung während des Betriebszyklus verringern, da die Kappe einen Teil des LED-Stroms liefern kann, wenn der Induktorstrom abfällt. Das jeweilige Aufladen der Kappe absorbiert die Spitze des Induktorstroms. Aber der Nutzen ist vernachlässigbar, weil niemand die LED-Strom-Hochfrequenzschwingungen mit den Augen wahrnehmen kann. Natürlich werden Funkstörungen, die durch den LED-Streifen verbreitet werden, verringert.

Um einen gewissen Nutzen zu erzielen, muss die Gesamtimpedanz des Kondensators bei der Betriebsfrequenz viel kleiner sein als die berechnete dynamische Impedanz des LED-Streifens. Eine schnelle Berechnung zeigt, dass 15uF alles tun, was machbar ist, Sie erhalten nichts mehr, wenn Sie 2000uF haben. 15 uF müssen frei von unerwünschten Widerständen und Induktivitäten sein, um nützlich zu sein. Ich bin mir überhaupt nicht sicher, wie es mit kleineren Kondensatoren gemacht werden sollte, um die Gesamtimpedanz bei 300 kHz unter 35 mOhm zu halten.

Jetzt die Antwort: Wenn es keine unerwünschten Funkstörungen oder sichtbaren Lichtschwankungen gibt, behalten Sie die 100-nF-Keramik oder nichts.

Meine Lösung und Workarounds

Dank der anderen Antworten wurde das Hauptproblem gefunden: Messen Sie einfach den tatsächlichen LED-Strom und nicht den gesamten Spannungsteiler mit dem Kondensator (natürlich!), Und es wird Ihnen gut gehen. Aber wie geht das? Wenn Sie die Antworten hier sammeln, können Sie entweder:

• Messen Sie mit einem Messwiderstand in Reihe mit der/den LED(s), da der Widerstand insgesamt viel niedriger ist als der dynamische Gesamtwiderstand der LED(s). Dies kann kompliziert, aber machbar sein.
• Extrahieren Sie mit Berechnungen den aktuellen Kondensator, da$I = C \frac{dV}{dt}$, die im Grunde darin besteht, die Steigung der V / s mit der Kapazität zu multiplizieren und vom Gesamtstrom abzuziehen, aber damit können Sie nur annehmen und nie wirklich messen.

Aber ich habe einen besseren Weg gefunden, um das Problem direkt anzugehen: Bei 400 mA ist der Lichtfluss gegenüber dem Strom ziemlich linear, also habe ich das Licht qualitativ mit einem Fotosensor (dem OPT101) gemessen. Die Frequenz beträgt das 10-fache ihrer Bandbreite in der stabilen Minimalkonfiguration, aber die Welligkeit ist immer noch gut sichtbar.

Hier ist das Setup, das nur mit dem gemacht wurde, was ich in der Nähe hatte. Ist nicht perfekt, schmutzig, aber scheint qualitativ genug zu funktionieren:

Das gewählte Setup auf der LED-Treiberseite war das im OP, was mich dazu veranlasste, 7,2 µF zu verwenden, um die Welligkeit des LED-Stroms von 30 % auf 5 % zu reduzieren. Eine 6-fache Reduzierung. Die Berechnungen, die zu 7,2 µF führten, befinden sich im OP.

Wie im Schaltplan gezeigt, liest der OPT101 mit einer DC-Verstärkung von 0,5 direkt auf dem Oszilloskop im AC-Modus den Pin 5 mit der richtigen mechanischen Lichtdämpfung, die darin besteht, die LED nur weit genug/geneigt genug zu halten, um den Ausgang nicht zu sättigen. Es ist wichtig, nicht vom Treiber abzublenden! Dies ändert die LED-Vorspannungseigenschaften, den dynamischen Widerstand und folglich die Welligkeitsdämpfungseffizienz mit einem gegebenen Kondensator.

Durch Lesen der Ergebnisse erhielt ich also ohne Kondensator einen Ausgang des Fotosensors von 35 mV _p-p . Spoiler: Bilder, die mit dem Zielfernrohr aufgenommen wurden, keine Anschaffung, seien Sie sich bewusst.

Dann mit einem 2,2-µF-Kondensator, 25 mV _p-p .

Und schließlich habe ich mit 6,6 µF (was weniger als 7,2 µF ist, aber das war, was ich im Moment hatte) 11 mV _p-p gemessen .

Jetzt kann die Restwelligkeit theoretisch mit 6,6 µF ohne Berücksichtigung von Parasiten auf 27 mA reduziert werden, was 5,5-mal niedriger ist als die ursprünglichen 150 mA. Aus den oben beschriebenen Messungen wird die Ausgangsspannung des Sensors um mehr als das 3,2-fache reduziert.

Ich betrachte es im selben Bereich, da ich verschiedene Parasiten, Nicht-Idealitäten und Rundungen von Diagrammen nicht berücksichtigt habe, die zu einer geringeren Welligkeitsdämpfung beitragen können. Aufgrund dieses Ergebnisses bin ich zuversichtlich in Bezug auf die Dämpfung, die mit 7,2 µF erzielt werden könnte, da zumindest die theoretischen Berechnungen korrekt zu sein scheinen.

Der Welligkeitsstrom von 30 % für LED-Licht bei dieser Frequenz sieht nicht anders aus, wenn er nicht vorhanden wäre. Dies ist beabsichtigt, da die Hysteresespezifikation 30 % beträgt. {±15 % typisch} . Das Verringern der Stromanstiegsgeschwindigkeit verringert auch abgestrahlte und leitungsgebundene Emissionen.

Aber für ein hypothetisches SMPS-Design, das beispielsweise eine Welligkeit von 1 % erfordert, gibt es viel zu tun. Die unregelmäßige Dreiecksstromwelle tritt aufgrund eines viel schnelleren Ladestroms als der Last auf. Wenn die Ladeströme genau gleich wären, gäbe es keine Welligkeit, aber dann wäre es linear und mit geringem Wirkungsgrad.

Um eine geringere dreieckige Welligkeit zu erreichen, muss die Hysterese reduziert werden. Dies erhöht die Schaltfrequenz und erhöht auch den Schaltverlust, der mit der Frequenz jedes Übergangs ansteigt, aber dann bedeutet es kleinere Werte für LC&C und einen niedrigeren ESR für beide.

Die Speicherenergie des Kondensators übersteigt oft die der Induktivität und es kommt auf dieses Verhältnis an$\sqrt{L/C}=Z_o$die die durchschnittliche Ausgangsimpedanz der Quelle bei der grundlegenden Schaltfrequenz definiert. Je niedriger das Verhältnis von Quellenimpedanz zu Last ist, desto geringer ist der Lastregelungsfehler, der umgekehrt gleich ist.

Die Überlegung, einen Kondensator hinzuzufügen, um die Dreieckwellenwelligkeit zu regulieren, hat weniger Wirkung als die Lead-Lag-Kompensation (verstärkungsbegrenztes Differenzierglied). Dies verbessert auch die Stabilitätsphasenspanne. Unabhängig davon, welche Lastkappe verwendet wird, ist ein niedriger ESR unerlässlich.

Die Faustregel für einen extrem niedrigen ESR lautet für mich << 10us = ESR * C = T ~ 1 / 2f Keramik bietet hier mehrere Größenordnungen über der Elektrolyse, hat aber andere Kompromisse. Niedrige ESR-Elektrolyten liegen bei etwa 1 bis 10 us oder 50 bis 500 kHz. Wenn ein SMPS also über dieser Frequenz arbeitet, ist die Leistung marginal oder schlecht.