Schaltung zum Entfernen von Rauschen aus digitalen Kommunikationsleitungen

Wenn ich ein Designproblem wie dieses habe, denke ich zuerst "wie würde ich das von Hand dekodieren" und dann versuche ich, meinen Denkprozess durch den Einsatz von Elektronik umzusetzen.

Wenn ich mir also Ihre beiden Diagramme ansehe, sehe ich nur eine Sache, die mein Gehirn verwenden kann, um zu bestimmen, was Daten und was Rauschen ist, nämlich die Impulsbreite. Das Problem mit passiven Komponenten in einer solchen Situation ist, dass Sie zum einen eine Rechteckwelle haben, deren Oberwellen viel höher sind als der Grenzpunkt für Ihren Filter. Dies führt zu einer nicht so rechteckigen Welle.

Der einfachste Weg, dies zu tun, wird wahrscheinlich in Software sein. Sie können immer noch Interrupts verwenden, aber es wird etwas mehr Arbeit erfordern. Im Wesentlichen müssen Sie an einer Kante unterbrechen und dann die Zeit bis zur nächsten Kante zählen. Wenn die Zeitspanne lang genug ist, können Sie es als logische 1 bezeichnen, andernfalls können Sie es als Rauschen auf einer logischen 0 betrachten.

Wenn Sie sich für passive Komponenten entscheiden müssen, sollten Sie einen Tiefpassfilter gefolgt von einem Komparator in Betracht ziehen. Sie müssten mit dem Tiefpassfilter spielen, um es genau richtig zu machen, aber im Wesentlichen würden Sie darauf abzielen, dass die Kondensatorladung gerade hoch genug ist, damit der Komparator seinen Ausgang schaltet, wenn das Bit lange genug eingeschaltet ist. Was dies schwierig macht, ist, dass Ihre "Störungen" Ihren Daten sehr ähnlich sind und es schwierig ist, Ihre Schaltung genau richtig abzustimmen, um Ihre Daten ohne Störungen zu erhalten. Selbst wenn Sie es auf dem Papier perfektionieren können, werden Ihre Komponenten auch nicht sehr präzise sein. Aus diesem Grund sollten Sie ernsthaft darüber nachdenken, dies digital zu tun.

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Ein Tiefpassfilter wird Ihre schönen Rechteckwellen ruinieren , aber wenn Sie nur einen Interrupt auslösen möchten, können Sie es versuchen. Basierend auf Ihrer neuen Erklärung glaube ich, dass Sie einen Tiefpassfilter wollen, bei dem Ihr Cutoff leicht über dem liegt, was als gültiges Bit gilt:

1/(100 microseconds) = 10 kHz (valid bit)

Ich würde so etwas wie 12 kHz als Zielgrenzwert auswählen und von dort aus optimieren. Gemessen an den Werten, die Sie in Ihrer Frage ausgewählt haben, erreichen Sie keine interessierende Grenzfrequenz. Probieren Sie die Schaltung in diesem Beispiel aus:

Sie können Ihren Cutoff wie folgt berechnen:

Einige Ballpark-Werte: R=68K und C=220pF ergeben eine Grenzfrequenz von etwa 10,6 kHz. Dies ist ein ziemlich schlechter Filter und kann weit verbessert werden, aber versuchen Sie es und sagen Sie uns, ob er diese 30-40 us-Impulse dämpft. Wenn es kaum etwas bewirkt (wie ich vermuten könnte, weil dies ein Filter erster Ordnung ist , der 20 dB / Dekade dämpft), fragen Sie hier nach Filtern zweiter Ordnung. Du wirst viele gute Antworten bekommen.

Vorherige Antwort:

Es scheint, dass Ihre Empfängerempfindlichkeit extrem hoch ist. Können Sie weitere Details zu Sender, Modulation, Kodierung und Empfangstechniken mitteilen? Möglicherweise müssen Sie dort zuerst etwas anpassen.

Das erinnert mich an ein Projekt, an dem ich vor langer Zeit beteiligt war (das auch einen IEEE-Wettbewerb an unserer Schule gewann: D), bei dem wir ein benutzerdefiniertes asynchrones Protokoll erstellten, das Impulse über einen lose gekoppelten Magnetkreis sendete, der einen Komparator auslöste und Impulse erzeugte ähnlich dem, was Sie sehen. Da unsere Baudrate auf beiden Seiten bekannt war, implementierten wir am Ende eine Schutzzeit auf dem empfangenden Mikrocontroller und die Übertragung enthielt auch eine Prüfsumme.

Sobald wir erkannt hatten, was wir für ein gültiges Bit hielten, haben wir die ISR für einen Zeitraum (entsprechend der Baudrate unserer Übertragung) deaktiviert, bevor wir sie wieder aktiviert und das nächste Bit akzeptiert haben. Wenn die Prüfsumme nicht übereinstimmte, würden wir sie verwerfen und um eine erneute Übertragung bitten.

Wir arbeiteten in einem sehr schmalen Band, so dass wir nicht viel Rauschen bekamen, und wir mussten uns nicht mit etwas annähernd so Schlimmem auseinandersetzen, wie es in Ihren Diagrammen dargestellt ist – wenn es so schlimm gewesen wäre, hätte unsere Technik es wahrscheinlich nicht getan überhaupt funktioniert hat oder sehr lange gedauert hätte, um eine gültige Übertragung zu senden. Ich würde in Betracht ziehen, Ihr Front-End noch einmal durchzugehen und zu sehen, ob es ideal für das ist, was Sie erreichen möchten.

Das grundlegende Problem mit der von Ihnen vorgeschlagenen einfachen RC-Schaltung (Ihr erstes Diagramm oder das Diagramm in Jon Ls Antwort) besteht darin, dass der Eingang zum uC nicht streng hoch oder niedrig gehalten wird, wenn das Signal klappert, aber dazu neigt Drift in Richtung der durchschnittlichen Spannung des Empfängerausgangs, die von der Frequenz des Flatterns und der Breite der Störungen abhängt. Wenn die durchschnittliche Spannung zufällig nahe der Schwellenspannung für den uC-Digitaleingang liegt, erhält das Mikro immer noch bedeutungslose Eingangsübergänge, aber sie erfolgen langsamer und sind möglicherweise schwieriger von Ihrem gewünschten Signal zu unterscheiden.

Hier ist etwas, das unter der Annahme funktionieren könnte, dass Störungen nur auftreten, wenn das gewünschte Signal niedrig ist. Das heißt, ich gehe davon aus, dass das Nachrichtensignal, wenn es hoch ist, die Leitung wirklich hochziehen kann, aber wenn es niedrig ist, treten die Störungen auf.

Diese Schaltung sorgt dafür, dass der uC schnell auf einen High-to-Low-Übergang reagiert, aber ein Low-to-High-Übergang muss einige Zeit hoch bleiben, bevor er vom uC-Eingang gesehen wird. Sie werden wahrscheinlich mit den R & C-Werten in einem Simulator herumspielen wollen, indem Sie verschiedene Chatter-Muster verwenden, um Werte zu finden, die die Störungen korrekt bereinigen.

Eine Schottky-Diode ist möglicherweise vorzuziehen, insbesondere wenn der uC-Eingang einen TTL-Eingang hat (der einen Schwellenwert von etwa 0,8 V haben könnte).

Der Nachteil dieser Schaltung besteht darin, dass sie die Übergänge von hoch nach niedrig und von niedrig nach hoch nicht gleichermaßen verzögert, sodass Ihre hohen Impulse am Ende verkürzt werden ... hoffentlich können Sie diese Schwierigkeit in der Software umgehen das die verschiedenen von Ihnen erwähnten Impulsmuster decodiert, um '1', '0', 'S' und 'F' zu erkennen.

Sie werden das nicht mit ausschließlich passiven Komponenten erreichen ... vielleicht könnten Sie dort einen dedizierten Mikrocontroller einbauen, auf dem Software ausgeführt wird, die Ihren Eingangsstrom verzögert (gepuffert, absorbiert, was auch immer) (mit einer ausreichend hohen Abtastrate für die Glitch-Funktionen von Interesse - dh mindestens die Hälfte des Intervalls Ihrer kürzesten "niedrigen" Periode) für 400 us, um festzustellen, ob ein eingehender Impuls lang genug ist, um als echt zu klassifizieren, und dann seinen eigenen hergestellten 400 us-Impuls aussendet. Dies könnte als Verstoß gegen Ihre ausdrückliche Anforderung "nicht in Software" angesehen werden, aber das hat mich dazu veranlasst, einen dedizierten Mikrocontroller für diesen Zweck vorzuschlagen.

Das Schema mit dem Vorwiderstand und mit einem Widerstand gegen VSS und einer Kappe an VDD ist fast richtig, außer dass die Kappe an VSS gehen sollte (R2 sollte dies höchstwahrscheinlich auch tun). Ich würde vorschlagen, zunächst willkürlich 1K als Vorwiderstand auszuwählen und R2 so zu wählen, dass dann der Ausgang des HF-Empfängers auf halber Schiene liegt und der Eingang zum Prozessor nahe seinem Schaltpunkt liegt. Ein Wert von 2,2K für R2 dürfte gut sein, wenn der Prozessor bei etwa VDD/3 schaltet. Der genaue Wert wird wahrscheinlich nicht allzu viel ausmachen. Berechnen Sie in jedem Fall den effektiven Parallelwiderstand der beiden Widerstände zusammen, indem Sie den Kehrwert von jedem nehmen, diese Werte addieren und den Kehrwert des Ergebnisses bilden. Mit den angegebenen Werten ist 1/(1/1000 + 1/2200) = 687,5 Ohm.

Finden Sie als Nächstes die schnellsten Signalübergänge heraus, an denen Sie interessiert sind. Nehmen wir an, Sie interessieren sich für Manchester-codierte Daten, die mit 100.000 Bit/Sekunde gesendet werden. Da Manchester-codierte Daten zwei Signalübergänge pro Bit erfordern, würde die Zeit pro Übergang mindestens 5 us betragen. Teilen Sie die berechnete Zeit (z. B. 5 Mikrosekunden) durch den berechneten Widerstand (z. B. 687,5 Ohm), um einen ungefähren erforderlichen Kapazitätswert zu erhalten (in diesem Fall etwa 0,0072 Mikrofard). Es ist wahrscheinlich besser, wenn deine Mütze etwas kleiner als zu groß ist; experimentieren und sehen, was Sie bekommen.

Nachtrag

Wenn der Sender und der Empfänger beide quarzgesteuerte Bitraten haben, würde ich vorschlagen, das Signal durch eine analoge Filterschaltung zu leiten und einen ADC zu verwenden, um den Ausgang des Filters bei 10 kHz abzutasten. Legen Sie das eingehende Signal lange genug in einen Rollpuffer, um das gesamte Paket zu verarbeiten, und verwenden Sie auch einen 32-Bucket-Akkumulator, um die Differenz zwischen dem aktuellen Signal und dem Signal vor 384 Samples zu summieren (so dass die erste Differenz zu Bucket # 0 hinzugefügt wird, der zweite an Eimer Nr. 1, der 32. an Eimer Nr. 31, der 33. an Eimer Nr. 0 usw.). Es sollte zwei aufeinanderfolgende Buckets mit einem großen Unterschied zwischen ihnen geben (der spätere Bucket hat einen viel höheren Wert als der vorherige). Wenn dieser Unterschied festgestellt wird, zeigt dies an, dass man die ansteigende Flanke eines Impulses gefunden hat. An diesem Punkt,