Tipps zum Absenken des q-Punkts des Transistors

An deinem Design stimmt vieles nicht. Es gibt auch viele straffe und praktikable Designs im Internet, die einige Ideen kombinieren, aber Ihre Frage nicht wirklich beantworten. Du sagtest,

Ich denke, es hat etwas mit Vorurteilen zu tun.

und Gefragt,

Wie stelle ich es richtig ein?

Fangen wir dort an.

Das erste, was Sie erkennen müssen, ist, dass Sie$Q_1$ist als basischer degenerativer Verstärker aufgebaut. Nichts Ungewöhnliches an seiner Topologie. Dein$Q_2$ist auch nicht ungewöhnlich, aber es ist darauf ausgelegt den gewinn (vermutlich in die hunderte) wegen zu maximieren$C_5$komplett umgehen$R_6$. Seine Verstärkung ist temperaturabhängig und abhängig vom Emitterstrom, der von Moment zu Moment stark mit dem Wert des Signals variiert. Ohne globale negative Rückkopplung wird dies also eine potenzielle Quelle für erhebliche Verzerrungen sein. (Ja, Sie sehen diesen Schaltplan im Internet. Ja, es kann zum Laufen gebracht werden. Und nein, ich werde hier kein Design mit dieser Methode ansprechen. Ich müsste noch mehr schreiben, als ich es bereits getan habe. Passiert nicht.)

Treten wir einen Moment zurück. Die Grundidee der Zwei-BJT-Anordnung besteht darin, dass Sie zwei Verstärkungsstufen haben, sodass der Eingang und der endgültige Ausgang ungefähr gleichphasig sind (jede BJT-Stufe fügt hinzu$180^{\circ}$.) Ich sage ungefähr, denn wenn Sie das Frequenzeinstellungsnetzwerk hinzufügen, ist dies nicht genau in Phase, wenn es eine vollständige Schaltung herstellt. Die Schlüsselidee bei diesem Design ist jedoch, dass das Netzwerk selbst sowohl ein Hochpass- als auch ein Tiefpassfilter ist und dass das resultierende High-Q-Filter phasenbezogene Flanken aufweist, die den richtigen Arbeitspunkt ansteuern und finden .

Wenn Sie nur darauf aus sind, nicht zu ausgefallen zu werden (automatische Verstärkungsregelung oder die Kombination komplexerer Netzwerke zu einfacheren, die nicht ganz so offensichtlich sind), dann ist es die folgende geschlossene Schleife von Stücken: Stufe 1 Verstärkung, Lastverlust, Stufe 2 Verstärkung, Lastverlust, ein Netzwerkteiler und dann zurück zum Eingang von Stufe 1. Wenn Sie die Lastverluste ignorieren und sich nur auf die beiden Verstärkungsstufen und den Netzwerkteiler konzentrieren, und wenn der Netzwerkteiler auf einem basiert R+C+(R||C)-Design mit den beiden R-Werten und C-Werten (unter Berücksichtigung von Parasiten), die gleich sind, dann müssen die kombinierten Verstärkerverstärkungen 3 sein, um die des Netzwerkteilers zu berücksichtigen$v_o=\tfrac{1}{3}v_i$Verhalten. Sie haben jedoch Lastverluste aufgrund der Belastung von Stufe 2 durch Stufe 1 und aufgrund der Belastung des Netzwerks am Ausgang von Stufe 2. Sie brauchen also tatsächlich mehr Gewinn als das. Wie viel mehr hängt stark von den Entscheidungen ab, die Sie für Ihre beiden Verstärkerstufen treffen.

Das Ladeproblem ist übrigens signifikant. Zumindest, wenn Sie die von Ihnen gewählte Verstärkertopologie verwenden. In einem solchen Fall würde es wirklich helfen, Bootstrapping zu verwenden. Aber das würde mehr Teile hinzufügen. Es wäre auch schön, einen AC-Zweig mit Verstärkungseinstellung in Ihren Verstärker-Emittern zu verwenden, so dass Sie einen wichtigen Freiheitsgrad bei der Gestaltung Ihrer Verstärkung hätten. Aber wir können sehen, ob es vermeidbar ist (vielleicht) und wenn nicht, dann verwenden Sie es nur für eine Phase und nicht für beide, vielleicht.

Beginnen wir mit dem Netzwerk selbst:

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Das obige Netzwerk lädt Ihre Stufe-2-Ausgabe. Ist der Kollektorwiderstand ca$10\:\textrm{k}\Omega$dann verringert es die Ausgangsamplitude beispielsweise auf etwa 72 % bis 73 % der vorgesehenen Amplitude. Diese wird dann durch 3 geteilt. A$3.3\:\textrm{k}\Omega$Die Kollektorlast bringt Ihnen jedoch fast 90%. Und sorgen Sie für einen angemessenen Ruhestrom. Das ist also mein erster Schritt:

^{Simulieren Sie diese Schaltung}

Schon jetzt sieht man, dass wir mindestens einen Gewinn brauchen$\tfrac{10}{3}$. Wir müssen die einstellen$Q_1$Sammler Ruhepunkt, jetzt. Ich werde eine Entscheidung treffen und sagen, dass die Signalspannung sein wird$v_o=4\:\textrm{V}_{pp}$. Und ich will auch mindestens$1\:\textrm{V}$der Komfortspanne zwischen der Spitze und der Schiene, also stelle ich ein$\textrm{V}_{qc_1}=8.7\:\textrm{V}$damit habe ich einen ruhestrom von genau$1\:\textrm{mA}$. Ich möchte, dass die Ruheemitterspannung mindestens ist$1\:\textrm{V}$(Thermische Gründe.) Andere Balancing-Sorgen werden die Vorspannung von Thevenin als Last auf Stufe 1 und der Early-Effekt sein. Meistens möchte ich jedoch eine niedrigere Last auf Stufe 1 erreichen, also entscheide ich mich für die Emitterspannung$\approx 2\:\textrm{V}$und Einstellen des Emitterwiderstands auf$1.8\:\textrm{k}\Omega$. Das resultierende Design sieht nun so aus:

^{Simulieren Sie diese Schaltung}

Dies wird eine Last von ca. präsentieren$21\:\textrm{k}\Omega$auf der vorgeschalteten Verstärkerstufe. Nun stellt dies ein Problem dar. Wenn ich die vorherige Stufe nicht stark belasten möchte, muss ich sie mit ungefähr dem gleichen Ruhestrom betreiben, den ich bereits verwende. Aber das bedeutet eine Last von ungefähr dem gleichen Betrag für das, was es antreibt ... und das ist zufällig unser Netzwerk, das es nutzt$10\:\textrm{k}\Omega$Widerstandswerte. Die Last wird die Betriebsfrequenz ändern oder uns bei der Auslegung des Netzes berücksichtigen müssen. Hier würde ich wirklich gerne Bootstrapping verwenden. Die andere Möglichkeit besteht darin, die Belastung des Netzwerks zu verringern, aber dann den Lastverlust zwischen der ersten und der zweiten Stufe zu erhöhen, was bedeutet, dass ich etwas mehr Gewinn erzielen muss, um dies irgendwie auszugleichen. Es ist nervig. Vermeiden wir also Bootstrapping, sondern fügen zusätzliche Verstärkung hinzu, indem wir in dieser Phase ein AC-Verstärkungsbein hinzufügen, und streben nach einem voreingenommenen Thevenin von etwa$120\:\textrm{k}\Omega$. Das wird die Frequenz noch etwas ziehen. Aber damit können wir hoffentlich leben.

^{Simulieren Sie diese Schaltung}

Hier gibt es viele Kompromisse. Und dieses Ding wird einige Zeit brauchen, um zu starten, wie gezeigt. Aber es wird ankommen. Und es gibt keine automatische Verstärkungsregelung. Daher müssen Sie möglicherweise eine Potentiometeranordnung für den AC-Zweig von Stufe 1 einrichten, um die Dinge zu optimieren. Aber wenn alle meine Berechnungen stimmen, sollte die Verstärkung genau richtig sein.

Lassen Sie uns jetzt das Design dieser ersten Stufe durchgehen.

Mit einer Entscheidung, die Belastung des Netzwerks zu begrenzen$120\:\textrm{k}\Omega$, war ich gezwungen, die Vorspannungswiderstände wie gezeigt einzurichten. Ich habe den in der zweiten Stufe verwendeten Vorspannungspunkt beibehalten, sodass die Arbeitspunkte ungefähr gleich sind. Dies führte dazu, dass ich den Kollektorwiderstand mit etwa dem 10-fachen des in der Vorspannung fließenden Stroms einrichten musste$R_9$Und$R_{10}$Teiler.$17\:\mu \textrm{A}$im Teiler, so ungefähr$170\:\mu \textrm{A}$für den Kollektorruhestrom. So$R_7=\frac{3.3\:\textrm{V}}{170\:\mu \textrm{A}}\approx 19\:\textrm{k}\Omega$. Ich entschied mich$R_7=18\:\textrm{k}\Omega$als Nahwert. Ähnliche Überlegungen führten zu$R_8=\frac{1.8\:\textrm{V}}{170\:\mu \textrm{A}}\approx 10\:\textrm{k}\Omega$.

Jetzt musste ich die erforderliche Verstärkung für die Bühne ausarbeiten und ein AC-Bein einrichten. Der Gewinn, den ich brauchte, war$\frac{1}{0.3\cdot\ 0.92\cdot 0.54\cdot 1.833}\approx 3.7$. Um dies zu erreichen, musste ich einen Widerstand berechnen, der parallel dazu genommen wurde$R_8$würde den nötigen Gewinn bringen. Das heisst$R_{11}=\frac{\frac{R_7}{3.7}\cdot R_8}{R_8-\frac{R_7}{3.7}}\approx 9.5\:\textrm{k}\Omega$. Ich habe mich für die Nähe entschieden$R_{11}=9.1\:\textrm{k}\Omega$Wert.

Das ist alles. Hoffentlich zeigt Ihnen das, wie Sie Dinge beeinflussen können. Aber auch einige der Probleme, denen Sie begegnen würden, wenn Sie dies durchdenken.

Diese Schaltung ist sehr empfindlich und ich kann nicht versprechen, dass das gezeigte Design tatsächlich funktioniert, wenn Sie es bauen. Sie benötigen eine Möglichkeit, den Verstärkungswert anzupassen. Sie können dies jedoch mit dem AC-Verstärkungszweig tun, indem Sie ein Potentiometer und vernünftig gewählte Widerstandswerte in der Nähe anwenden, damit Sie eine Möglichkeit haben, Anpassungen vorzunehmen. Aber es sollte dir sehr, sehr nahe kommen.

Du wolltest wissen, wie man Dinge beeinflusst. Ich habe das einfach gehalten, verwendete Standardtopologien und Standardmethoden, um Dinge zu verbinden. Es gibt viele Möglichkeiten, das, was Sie hier sehen, zu nehmen und Äquivalenzen zu erkennen, die Sie verwenden könnten, um Teile zu reduzieren. Aber ich dachte, ich würde einen grundlegenden Designprozess durchlaufen, damit Sie es in Betrieb sehen können, jeden Schritt des Weges. Hoffentlich können Sie mit diesem Prozess Ihren eigenen Ansatz ausprobieren. Ich hoffe es hilft.

Oh, und eine seltsame Anmerkung zum Hinzufügen. Beachten Sie, dass wir Stufe 1 für eine Verstärkung von etwa 3,7 und Stufe 2 für eine Verstärkung von etwa 1,83 eingerichtet haben. Auf dem Papier klingt das nach einem Gewinn von etwa 6,8! Dennoch könnten wir naiverweise annehmen, dass wir nur einen Gewinn von 3 brauchten, plus vielleicht „ein wenig“. Nun, der Teil „ein bisschen“ scheint mehr als nur ein bisschen zu sein. Das passiert also, wenn Sie die Berechnungen nicht durchführen und einfach aus der Hüfte schießen. Sie könnten um einen Faktor von mehr als 2 daneben liegen. Das liegt daran, dass die Verluste um die Schleife herum ignoriert werden, die, wie gesagt, nicht unerheblich sind.

Ich habe dieses Ding endlich in den Simulator gestopft. Ich war besorgt, dass es nicht simulieren könnte. Eine lange Startzeit (die auftreten kann, weil das Netzwerk aufgrund von$R_3$hinzufügen$R_2$, daher dauert es eine Weile, bis man sich einloggt) und meine Sorge, alle Berechnungen richtig hinzubekommen und nichts Wichtiges zu verpassen, waren berechtigte Sorgen. Hübsch. Es wurde einfach gut simuliert. Es zeigte auch den langen Anlauf – zwei Sekunden! Frequenz kam als$1440\:\textrm{Hz}$, von dem wir gehofft hatten, dass es näher wäre$1590\:\textrm{Hz}$. Aber angesichts der Auswirkungen von$R_3$An$R_2$und die Belastungswirkung der ersten Stufe auf$R_1$, Ich bin nicht überrascht.

Also habe ich gewechselt$R_2$damit es war$6.8\:\textrm{k}\Omega$(für etwas kompensieren$R_3$) und es fing sofort an, schnell. Wie erwartet. Die Ausgabe war allerdings etwas verzerrt. Etwas zu viel Gain natürlich. (Denken Sie daran, dass dies ein Simulator ist – die Realität kann davon abweichen.) Also habe ich zugenommen$R_{11}$ein bisschen, um es zu optimieren - ungefähr$11\:\textrm{k}\Omega$es sah schön und sinusförmig aus. Dies ändert die Verstärkung der ersten Stufe von etwa 3,7 auf etwa 3,44. Das ist also nicht weit, und wie ich bereits sagte, ist es in einer realen Schaltung wahrscheinlich eine gute Idee, dort ein Potentiometer aufzustellen, um die Verstärkung ein wenig zu optimieren.

Im Allgemeinen bewies der Simulator die grundlegenden Konstruktionsberechnungen, die vernünftig und schnell ablaufen konnten und einen nicht in die Irre führten. Die grundlegenden Designideen sagten die Probleme der Verstärkungsempfindlichkeit, des Startzeitpunkts (und warum) und dann auch voraus, wo Änderungen vorgenommen werden müssen, um die Dinge in die gewünschte Richtung zu bewegen.

Die Oszillationsbedingungen in einem Phasenverschiebungsoszillator erfordern, dass die Gesamtverstärkung bei f genau eins ist. Da Sie sättigen, zeigt es sich in der 1. Stufe auf der hohen Seite der 2. Stufe. Dies bedeutet, dass die Vorspannung V für Q1 zu hoch ist. Reduzieren Sie die Verstärkung und Vb von Q1, indem Sie R3 reduzieren, bis es besser wird. Versuchen Sie es mit 3,3k. . Das lässt sich berechnen...

bearbeiten

es gibt bessere Möglichkeiten mit weichem Limiter-Feedback ...

Note Loop Feedback R10/(R11//R3) reduziert die Gesamtverstärkung mit Verstärkung der 1. Stufe = 3 und Verstärkung der 2. Stufe sehr hoch . daher kann eine sanfte Begrenzerrückkopplung durch Nebenschließen von R10 mit einem anderen Reihen-R und einem Diodenpaar rückwärts die Verstärkung auf Eins mit minimaler Verzerrung regulieren.

1. Korrigieren Sie die Vorspannung an Q1-b, um Q1-C symmetrisch und ohne Clipping zu machen. R1 muss möglicherweise reduziert werden.

Eine bessere Rückkopplungsanordnung verwendet auch einen Poti, um einen reinen Sinusausgang für Einheitsverstärkung einzustellen.

Obwohl Sie nach dieser Übung die Vorteile einer Op Amp Wien Bridge erkennen werden.

Der Wein-Brückenoszillator eignet sich hervorragend zum Definieren der Oszillationsfrequenz, aber wenn keine zusätzlichen Komponenten vorhanden sind, die die Verstärkung aktiv steuern (und kontinuierlich aktiv anpassen) können, steigt die Ausgangsamplitude, bis sie auf eine oder beide Versorgungsschienen trifft.

Es muss eine Verstärkung größer als Eins haben, damit die Oszillation beginnt, und wenn diese Verstärkung dann nicht aktiv auf Eins zurückgesetzt wird, erhalten Sie genau das, was Sie sehen. Für Operationsverstärker-Weinbrückenoszillatoren besteht die bevorzugte Methode darin, eine Schaltung zu verwenden, die die Amplitude "misst" und die Verstärkung anpasst: -

Die obige Schaltung verwendet einen JFET, um die Verstärkung einzustellen - wenn die Ausgangsamplitude ansteigt, beginnt der JFET abgeschaltet zu werden (höherer Widerstand zu werden) und dies senkt die Verstärkung des Operationsverstärkers. Sie können diese Idee auch mit einem Transistor-Wein-Brückenoszillator umsetzen, aber es ist etwas schwieriger, es richtig zu machen.