Typ-3-Kompensatordesign für Buck-Boost-Wandler

Ich übe ein Design eines Kompensators vom Typ 3 für einen Buck-Boost-Wandler im Spannungsmodus, also habe ich das Buch mit dem Titel "Spice-Simulation und praktisches Design für Schaltnetzteile" durchgesehen.

Die für Berechnungen der verschiedenen Komponenten des Kompensators verwendete Topologie ist unten dargestellt (Auszug aus dem Buch)

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Die Spezifikationen sind wie folgt:

  • Vinmin=10 V (minimale Eingangsspannung).
  • Vinmax = 15 V (maximale Eingangsspannung).
  • Vout=-12 (geregelte Ausgangsspannung).
  • Fs=100kHz (Schaltfrequenz).
  • Fc=5kHz (Übergangsfrequenz, gewählt vom Autor, um die RHPZ nach dieser Frequenz zu machen).
  • Iout=2A (maximaler Ausgangsstrom)
  • Rload = 6 Ohm (DC-Lastwiderstand)

Ich habe alle vom Autor angegebenen Schritte befolgt, aber ich konnte nicht die gleichen Werte finden, die für die Kompensatorkomponente gefunden wurden. Die zur Platzierung der Pole und Nullen des Kompensators verwendete Methode ist die manuelle Methode und nicht die K-Faktor-Methode. Also hat der Autor folgendes vorgeschlagen:

  • Aus dem Bode-Diagramm können wir ersehen, dass die erforderliche Verstärkung bei 5 kHz im schlimmsten Fall bei etwa -10 dB liegt.

  • Um das Peaking des LC-Filters zu unterdrücken, platzieren Sie eine doppelte Null in der Nähe der Resonanzfrequenz von 600 Hz

  • Da die Null nach der Übergangsfrequenz auftritt, können wir einen ersten Pol bei 7 kHz platzieren

  • Platzieren Sie einen zweiten Pol bei der Hälfte der Schaltfrequenz, um die Verstärkung zu einem weiteren Abfall von 50 kHz zu zwingen.

  • Mit der in Kap. 3, alle Kompensatorelemente auswerten.

  • R2 = 18,6 kOhm R3 = 456 Ohm C1 = 15 nF C2 = 1,3 nF C3=7 nF

    Wenn ich die in der Abbildung rot eingekreiste Gleichung anwende, erhalte ich einen anderen Wert für R2 . Ich habe R2 = 1,8 kOhm gefunden , aber der Autor findet R2 = 18 kOhm und da die C1- und C2- Werte von R2 abhängen , ist mein Kompensator nicht gut und ich bekomme keine ausreichenden Phasenreserven.

Kann mir bitte jemand den Wert von R2 versichern und stimmt die rot eingekreiste Gleichung?

Könnten Sie bitte die Bilder auf ihren tatsächlichen Inhalt zuschneiden?
@Marcus Müller Das habe ich nicht verstanden, meinst du das Format des Bildes ?
Ihre Bilder bestehen zu 75 % aus Weißraum. Das können Sie abschneiden ("croppen").
Ich habe die Gleichung überprüft und sie sollte 16,8k und nicht 18,6k ergeben, wie fälschlicherweise gedruckt wurde. Dies sind die von den Makros berechneten Werte, damit Sie erkennen können, wo es auf Ihrer Seite schief geht: FC = 5,00e+003 GFC = -9,60e+000 G = 3,02e+000 PI = 3,14e+000 FZ1 = 6,00e +002 FZ2 = 6,00e+002 FP1 = 7,00e+003 FP2 = 5,00e+004 C3 = 6,98e-009 R3 = 4,56e+002 C1 = 1,58e-008 C2 = 1,36e-009 A = 6,43e+014 C = 1,87e+017 R2 = 1,68e+004. Ich habe es überprüft und die Frequenzweiche liegt gut bei 5 kHz mit einem Phasenabstand von 45 ° am 10-V-Eingang.

Antworten (1)

Dies ist ein Auszug aus dem Buch, das ich über Schaltnetzteile geschrieben habe. Die Übung besteht darin, einen Buck-Boost-Wandler zu stabilisieren, dessen schematisches Diagramm unten erscheint:

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Auf der linken Seite der Zeichnung sehen Sie eine Liste mit Variablen. Diese Variablen entsprechen Informationen, die aus der Open-Loop-Antwort der Leistungsstufe extrahiert werden. In Anbetracht der vom Buck-Boost-Wandler gelieferten negativen Spannung werden wir jedoch die Reaktion nach dem invertierenden Block beobachten E 1 . Dann extrahieren wir die Dämpfung bei der ausgewählten 5-kHz-Übergangsfrequenz. Die Phase ist wichtig und lässt uns die notwendige Phasenanhebung berechnen, um den Typ-3-Kompensator zu kalibrieren und Pole und Nullen zu platzieren. In dieser Übung wurde die Position dieser Elemente jedoch weiter oben im Text festgelegt. Die Reaktion der Endstufe H ( S ) ist hier:

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Das Makro auf der linken Seite berechnet nun die Komponentenwerte um den Operationsverstärker herum, um eine Verstärkung von 9,6 dB bei 5 kHz und eine ausreichende Phasenanhebung bei dieser Frequenz bereitzustellen. Die Höhe der Phasenanhebung führt zu der angestrebten Phasenspanne, wobei der Beitrag des Operationsverstärkers hier vernachlässigt wird. Aufgrund dieses Ansatzes ist es einfach und schnell, die Positionen der Pole und Nullen zu ändern und sofort die Auswirkung auf das Einschwingverhalten oder die Open-Loop-Verstärkung zu sehen. Die errechneten Werte sind hier:

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Der belastete Widerstand R 2 ist 16,8k Ω und nicht 18,6k Ω wie irrtümlich gedruckt. Sobald diese Werte angewendet werden, ist die kompensierte Schleifenverstärkung hier:

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Es ist wichtig zu beachten, dass der Operationsverstärker eine Rolle spielt und die erwartete Verstärkung und Phasenanhebung beeinflussen kann, was zu einem kleineren Phasenspielraum als erwartet führt. Ich habe diesen Aspekt in einer Reihe von Artikeln behandelt, die vor einiger Zeit auf How2Power.com veröffentlicht wurden .

Ich habe mein Skript korrigiert und das gleiche Ergebnis erhalten. Ich habe Gain dificit und Gain, der bei FC erforderlich ist, verwechselt. Ich bin dabei, herauszufinden, dass Sie CBasso sind. All meinen Dank an Sie, Ihre beiden Bücher über Schaltnetzteile sind die stärksten und hilfreichsten Bücher, die ich je darüber gelesen habe Thema. Ihre Erklärungen und Beispiele haben mich wirklich motiviert, mit dem SMPS-Design voranzukommen. Danke und nochmals danke für diese Bücher
Ich freue mich, Ihre freundlichen Kommentare zu lesen und freue mich, wenn ich Ihnen bei Ihrer Entdeckung von Schaltnetzteilen bescheiden helfen konnte. Ich habe kürzlich neue vorgefertigte Simulationsdateien in SIMPLIS veröffentlicht, die jeder in seiner Demoversion verwenden kann. Die meisten werden auch automatisch kompensiert, wie im obigen IsSpice-Beispiel. Viel Glück mit Ihren Entwürfen!
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