Ungewöhnliches Verhalten des Differenzverstärkers

Das erste, was mir auffiel, als ich Ihre Schaltung sah, war, dass die VAS (Voltage Amplification Stage, wie Sie es nennen) direkt mit dem Rückkopplungsnetzwerk verbunden ist und dies impliziert, dass ihre Verstärkung und ihre Bandbreite stark vom Wert der äquivalenten Impedanz beeinflusst werden von diesem Netzwerk präsentiert: Dies ist die Hauptursache für sein "seltsames" Hochfrequenzverhalten. Es gibt auch einen weiteren kleinen Fehler im Schaltungsdesign: Ich werde Ihnen Punkt für Punkt zeigen, welche Einflüsse Ihre Designentscheidungen auf den Frequenzgang Ihres Verstärkers haben, und da ich in meiner früheren Antwort etwas verschwommen war, habe ich sie bearbeitet Erweitern Sie erneut den Inhalt der letzten beiden Punkte

1. Die Niederfrequenz-Null, die dem Rückkopplungswiderstand zugeordnet ist$R_{F2}$und der Kondensator$C$zu hoch ist: Berechnung der unteren Grenzfrequenz$f_{low}$des Rückkopplungsnetzwerks unter Verwendung der von Ihnen gewählten Komponentenwerte erhält man

   $$f_{low}=\frac{1}{2\pi R_{F2} C}\approx 723\:\mathrm{Hz}$$ Wenn man jedoch bedenkt, dass der BJT$Q_2$hat wahrscheinlich eine Eingangsimpedanz, die höchstens eine Größenordnung größer ist als$R_{F2}$, seine Wirkung besteht darin, weiter nach oben zu drücken$f_{low}$Daher erscheint mir der von Ihnen gemessene Wert von 2 kHz völlig vernünftig. Lösung für dieses Problem : Erhöhen Sie den Wert von$C$so hoch wie möglich, kompatibel mit dem Wert der unteren Grenzfrequenz, den Sie erreichen möchten. Mein Rat ist, zu wählen$C$um zu bekommen $$R_{F2} C=R_b C_{in}$$

2. Dies ist das Hauptproblem, das durch die Interaktion (wir könnten sagen Laden) Ihrer VAS durch Ihr Feedback-Netzwerk verursacht wird. Mit anderen Worten, wenn Sie den Wert des Feedbacks ändern, indem Sie den Wert von variieren$P_{F1}$, ändern Sie auch die Open-Loop-Verstärkung des Verstärkers und damit das Produkt aus Verstärkung und Bandbreite $GBW$in einer Weise, dass es keine "Konstante" mehr ist, die das Verhalten der Schaltung charakterisiert. Der Kern des Problems ist das Verhalten von Verstärkung und Bandbreite$Q_8$Wenn$P_{F1}$variiert und ich werde es mit Hilfe der Schaltungen im folgenden Bild beschreiben: Teil a ist der elektrische Schaltplan des VAS (ich habe einen NPN-BJT verwendet, nur weil es einfacher zu scannen und zu bearbeiten war: D) des VAS, Teil b ist das Äquivalent Kleinsignalschaltung, Teil c ist die Miller-Ersatzschaltung:

   • ich nahm an$C_\mu=C_{bc}+C_c\approx C_c$,
   • $r_\pi=V_T/I_B\approx 1200\Omega$Wo$V_T=k_BT/q\approx 25mV$bei$T=298\:\mathrm{K}$($25^\circ \mathrm{C}$),$k_B$ist die Boltzmann-Konstante und$q$ist die Elementarladung,
   • $v_2/v\approx -g_mR_{eq}$ist die Spannungsverstärkung der Stufe,
   • $R_{eq}$ist der äquivalente Widerstand, der den BJT belastet, $$R_{eq}\approx R_c\parallel(P_{F1}+R_{F2})$$
   • $C_\mu(1-v/v_2)\approx C_\mu$mindestens solange$v_2/v\geq 10$.

   Der Miller-Effekt bewirkt das Vorhandensein eines Pols am Eingang und eines am Ausgang des VAS, jeweils bewertet

   $$p_i=r_\pi\left[C_\pi+C_\mu\left(1-\frac{v_2}{v}\right)\right]\qquad p_o= R_{eq}C_\mu\left(1-\frac{v}{v_2}\right)$$ Ändern$P_{F1}$ändert den Wert von$R_{eq}$und damit der Gewinn$v_2/v$und Frequenzgang der gesamten Schaltung: mal sehen warum.
   • Wenn Sie den Wert von steigen$P_{F1}$, erhalten Sie weniger Feedback auf der Basis von$Q_2$aber weit höheren Gewinn aus$Q_8$seit$R_{eq}$Zunahme. Dann$p_i$steigt durch den Miller-Effekt, daher steigt die Verstärkung, aber die Hochfrequenz-Grenzfrequenz sinkt, wodurch die Schaltung stabilisiert wird: Bei der Einheitsverstärkungsfrequenz ist der Phasengang der Schaltung praktisch identisch mit demjenigen, der dem durch eingeführten Niederfrequenzpol zugeordnet ist$p_i$, auch wenn die Schaltung ein System zweiter Ordnung ist.
   • Wenn Sie andererseits den Wert von verringern$P_{F1}$, erhalten Sie ein höheres Feedback auf der Basis von$Q_2$aber weit geringeren Gewinn aus$Q_8$. Dann beides$p_i$Und$p_o$kleiner werden und sich im Wert annähern: Die Verstärkung wird reduziert, aber die Bandbreite und damit das Produkt aus Verstärkung und Bandbreite wird stark erweitert (wie Sie in Punkt 3 Ihrer Frage bemerkt haben, scheint es kein Hochfrequenz-Rollback zu geben). Dadurch verhält sich die Schaltung wie ein System zweiter Ordnung. Das Scope-Bild, das Sie gemacht haben, ist in dieser Hinsicht aufschlussreich:
     1. Das erste Bild oben links ist die Sprungantwort Ihres Differenzverstärkers mit Minimum$P_{F1}$: Dies ist die klassische Reaktion eines unterdämpften Systems zweiter Ordnung mit starkem Klingeln und Über-/Unterschwingen.
     2. Du steigerst dich$P_{F1}$und das Verhalten ist immer noch dasselbe, aber sowohl das Klingeln als auch das Über-/Unterschwingen beginnen zu verschwinden, wie im Bild oben rechts gezeigt.
     3. Fortsetzung des Aufstiegs von$P_{F1}$Sie erreichen den kritischen Wert der Dämpfung: Die Anstiegszeit des Systems ist optimal, ohne Nachschwingen und Über-/Unterschwingen, wie im Bild unten links gezeigt.
     4. Schließlich macht der Verstärkungsanstieg die Schaltungsantwort nicht von der eines Systems erster Ordnung zu unterscheiden, wie im Bild in der unteren rechten Ecke gezeigt.

   Lösung für dieses Problem : Wenn Sie kein Rückkopplungsnetzwerk mit (fast) konstanter Eingangsimpedanz entwerfen möchten, um eine starke Belastung zu vermeiden$Q_8$(das Herzstück des VAS), sollten Sie einen (möglicherweise komplementären) Emitterfolgerpuffer verwenden und das Ausgangssignal von den Emittern dieser Stufe auswählen. Dadurch wird Ihr VAS von der starken Abhängigkeit von der Impedanz der Rückkopplungsschleife befreit und Sie können die Verstärkung und das Ansprechverhalten der Schaltung optimieren.

3. Wie im vorangegangenen Punkt 2 erläutert, verringert sich der Wert von$P_{F1}$erhöht das Rückkopplungssignal auf der Basis von$Q_2$und verringert auch die Verstärkung$v_2/v$des VAS (erneut Bezug nehmend auf die Schaltungen a), b) und c)): Diese Verringerung der Verstärkung verringert den Miller-Effekt und verbessert die Bandbreite derart, dass das Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt$GBW$ansteigt, so dass die Hochfrequenzgrenze höher als erwartet ist, wie Sie bemerkt haben.

Schlussbemerkungen . Ich stimme dem Vorschlag von Jonk zu: Versuchen Sie, den "elementaren" Teil des Schaltungsdesigns, der die Vorspannung Ihrer Schaltung am gewählten Ruhepunkt beinhaltet, so weit wie möglich zu heilen. Es hilft Ihrem Design, die von Ihnen gestellten Anforderungen unter allen Bedingungen zu erfüllen, selbst bei starker Variation der Halbleiterparameter aufgrund von Temperatur- und Produktionsstreuungen, da dies viele triviale Ursachen für fehlerhaftes Verhalten ausschließt. Sagte, dass ich vor einigen Jahren einen OP-AMP mit diskreten Geräten mit ähnlichen Stufen hergestellt habe, der in der Bandbreite von 0 bis 10 MHz mit einer Verstärkung von zehn oder etwas mehr sehr gut funktionierte.

Über diese Schaltung für DC-Bedingungen. Der Strom durch die Stromquelle beträgt 2 mA und der Kollektorstrom durch jedes Differenztransistorpaar beträgt 1 mA.

Nicht wahr.

$R_1$Und$R_2$bilden ein Thevenin-Äquivalent von:

$$\begin{align*} V_\text{TH}&= \frac{10\:\text{V}\cdot R_2-10\:\text{V}\cdot R_1}{R_1+R_2}\approx -9.32\:\text{V}\\\\ R_\text{TH}&={R_1\cdot R_2 \over R_1+R_2}\approx 657\:\Omega \end{align*}$$

Sie können bereits sehen, dass es nur gibt$680\:\text{mV}$verfügbar für die gesamte Basis-Emitter-Spannung von$Q_3$plus seinen Emitterwiderstand$R_{E_3}$. Wenn Sie denken, dass Sie bekommen$2\:\text{mA}$aus diesem Kollektor, dann bedeutet dies, dass Sie nur haben:

$$680\:\text{mV}-47\:\Omega\cdot 2\:\text{mA}-657\:\Omega\cdot {2\:\text{mA} \over \beta=200}\approx 580\:\text{mV}$$

für den Basis-Emitter-Übergang. Das ist nicht wirklich genug zu bieten$2\:\text{mA}$in jedem BJT habe ich hier griffbereit.

By the way, die Sensibilität Ihrer$Q_3$Schaltung, abgeleitet aus folgendem Ansatz:

$${\text{d}\:I_C \over I_C}\over{\text{d}\:I_\text{SAT}\over I_\text{SAT}}$$

Ist etwa 0,4. Da weichen BJTs stark voneinander ab$I_\text{SAT}$(Faktor 5 oder mehr), deutet dies auf eine ziemlich starke Abhängigkeit von dem BJT hin, den Sie gerade verwenden. Ich würde vermuten, dass Sie 30-40% Schwankungen des Kollektorstroms sehen, wenn Sie nur einen BJT gegen einen anderen aus derselben Tüte BJTs anschließen.

Ich weiß, dass Sie verschiedene Fragen zu beantworten haben. Aber Sie beginnen mit einer angenommenen Grundlage , die wahrscheinlich falsch ist. Das macht den Rest weniger interessant.

Ich stimme Daniele in Bezug auf den angeschlossenen Kondensator zu$R_{F_2}$, obwohl. Der Wert ist natürlich zu niedrig.

Aber es wäre gut, auch mit anderen soliden Grundlagen zu beginnen.

Der Low Frequency Gain Roll-Off beginnt bereits bei 2 kHz! Da ich mich hauptsächlich für die Entwicklung von Audioverstärkern interessiere, begann dieser LF-Verstärkungsabfall hier zu schnell - ich strebte nach Möglichkeit einen LF-Verstärkungsabfall von mindestens 100 Hz oder 10 Hz an.

Wenn die Impedanz von "C" und RF2 gleich sind, stellt dies die 3-dB-Verstärkung für die untere Frequenz ein. Ich berechne es mit 723 Hz und bei 2 kHz kann es also gerade noch wahrnehmbar sein. Machen Sie C viel größer, z. B. 47 uF.

Viele von Ihnen wissen, dass eine hohe Regelkreisverstärkung des Verstärkers bedeutet, dass wir einen kleineren Phasenspielraum und einen größeren Einfluss von Überschwingen/Unterschwingen und Überschwingen am Ausgang haben (wir können dies am daran angelegten rechteckigen Eingangssignal erkennen). Und wenn die Regelkreisverstärkung des Verstärkers niedrig ist, bedeutet dies auch, dass wir einen größeren Phasenspielraum (verbesserte Stabilität) und einen geringeren Einfluss von Überschwingen/Unterschwingen und Klingeln haben, aber das Ausgangssignal hat eine längere Anstiegszeit.

Hier kommt man ins Grübeln. Ursprünglich, bevor Sie Ihren Beitrag bearbeitet haben, war Ihre Formulierung zur Schleifenverstärkung korrekt - ich habe in einem anderen Abschnitt, den ich gelesen habe, einen Kommentar darüber abgegeben, dass Sie die Verstärkung der geschlossenen Schleife als Schleifenverstärkung bezeichnet haben, und Sie haben gerade global gesucht und ersetzt.

Nachdem Sie das alles gesagt haben, geraten Sie immer noch in Schwierigkeiten mit diesen Wörtern, wie sie ursprünglich geschrieben wurden. Im Moment ist das, was Sie jetzt geschrieben haben, nur Note 1 BS, also möchte ich Sie dringend bitten, aufzuhören, zu theoretisieren und sich über Dinge lustig zu machen. Halten Sie sich an Beobachtungen und stellen Sie Fragen zu diesen Beobachtungen.

Kurz gesagt, wenn Sie einen Verstärker mit hoher Schleifenverstärkung haben, spielt es keine Rolle, bis Sie die Schleife schließen. Wenn Sie die Schleife ohne hinzugefügte Komponenten schließen, erhalten Sie eine niedrige Verstärkung der geschlossenen Schleife. Wenn Sie die Schleife mit Dämpfungsgliedern schließen, erhalten Sie eine höhere Verstärkung im geschlossenen Regelkreis und die Verstärkung im offenen Regelkreis (mit diesen hinzugefügten Dämpfungsgliedern) verringert sich entsprechend.

Wenn also die Verstärkung des geschlossenen Regelkreises niedrig ist, maximieren Sie den Durchsatz Ihrer Rückkopplungsschleife, dh Sie verwenden keine zusätzlichen Dämpfungsglieder, und dies macht ein System unweigerlich potenziell instabiler; Sie verbinden den Ausgang eines Verstärkers mit hoher Verstärkung wieder mit dem Eingang und hoffen, dass die Dinge stabil und ohne Dämpfung bleiben. Dies ist das Worst-Case-Szenario, um möglicherweise Instabilität und Oszillation zu erzeugen.

Ich dachte, dass der Verstärker bei niedrigen Regelkreisverstärkungen sehr stabil ist, aber offensichtlich nicht?

Nein, es ist normalerweise näher an (oder tatsächlich erzeugender) Instabilität.

Ich habe einen 100-pF-Kompensationskondensator eingesetzt, um die Verstärkungsbandbreite des Verstärkers zu verbessern

Der Kompensationskondensator verringert die Bandbreite des Verstärkers, indem er einen Hochfrequenzabfall hinzufügt (dh ihn langsamer macht), wird aber benötigt, um den Verstärker stabil zu machen.

Der Niederfrequenzabfall wird durch Cin und C verursacht. Wenn Sie keinen Niederfrequenzabfall wünschen, machen Sie den Verstärker gleichstromgekoppelt. Wenn dies nicht möglich ist, erhöhen Sie sie, bis der Niederfrequenzabfall niedrig genug ist.

Irgendwelche Ideen, was mit dieser Schaltung bei niedrigeren Closed-Loop-Verstärkungen passiert? Ich dachte, dass der Verstärker bei niedrigen Regelkreisverstärkungen sehr stabil ist, aber offensichtlich nicht?

Bei niedrigeren Regelkreisverstärkungen hat der Verstärker mehr Bandbreite (gleiches Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt). Wenn die Verstärkung des geschlossenen Regelkreises zu niedrig ist, wird der Verstärker instabil. Der Verstärker ist instabil, wenn für eine bestimmte Frequenz die Verstärkung vom Eingang zum invertierenden Eingang (die Open-Loop-Verstärkung mal dem Rückkopplungsfaktor) größer als 1 mit einer Phase größer als 180 Grad ist. Die meisten Allzweckverstärker sind so ausgelegt, dass sie bei einer Verstärkung von 1 stabil sind (Einheitsverstärkung stabil). Hochgeschwindigkeitsverstärker sind manchmal nicht stabil bei Einheitsverstärkung und erfordern eine Mindestverstärkung von beispielsweise 10, um stabil zu werden.

Was wir im Gain-Margin/Phase-Margin-Plot darstellen, ist$A_{OL}\beta$das ist die Verstärkung vom Eingang zum invertierenden Eingang. Es ist nicht die Closed-Loop-Verstärkung.

Sehen Sie, ob wir einen Teiler vom Ausgang zum invertierenden Eingang hinzufügen, z. B. machen$\beta = 0.1$, Closed-Loop-Verstärkung von 10, die Phasenreserve erhöht sich:

Ich empfehle dringend die Lektüre von Op Amps for Everyone , Kapitel 5, das eine gute Erklärung der Stabilität in Verstärkern gibt.