Vollbrücken-Wechselrichter fällt nach vorgegebener Eingangsspannung aus

Für meine Masterarbeit entwerfe ich eine drahtlose Energieübertragung mittels Magnetresonanz. Zu diesem Zweck habe ich einen Vollbrückenwechselrichter entworfen, der an einen Autotransformator angeschlossen ist, dessen Ausgang gleichgerichtet ist (auf diese Weise kann ich meine DC-Eingangsspannung allmählich erhöhen).

Die Brücke wird von zwei IR2110-Treibern angesteuert, die mit einem dspic30F1010-Mikrocontroller verbunden sind. Der Mikrocontroller erzeugt vier PWM-Signale mit konstantem Tastverhältnis von 50 %. ( edit: mit einer Totzeit von 50 ns, also nicht genau 50% Tastverhältnis).

Das System funktioniert einwandfrei und ich konnte problemlos 30 Minuten lang ca. 700 W übertragen. Wenn ich jedoch meine Eingangsspannung auf einen bestimmten Wert (etwas weniger als 300 V) erhöhe, fällt ein Zweig meiner Brücke aus.

Das rechte Bein der Brücke funktioniert gut und behält eine schöne Einschaltdauer von 50 % bei, aber das andere Bein zeigt die folgenden Merkmale:

Vds des OBEREN MOSFET des ausfallenden Zweigs

Abbildung 1: Vds des TOP-MOSFET des ausfallenden Zweigs

Vds des BOTTOM MOSFET des ausfallenden Zweigs

Abbildung 2: Vds des BOTTOM MOSFET des ausfallenden Zweigs

Das erste Bild zeigt Vds des oberen MOSFET und das zweite Bild zeigt Vds des unteren MOSFET. Man kann sehen, dass der obere MOSFET alle 4 PWM-Zyklen ausgeschaltet wird.

Auf dem zweiten Bild kann man sehen, dass der Strom weiter über den unteren MOSFET fließt, wenn der obere ausfällt (ich denke, er fließt durch die Body-Diode, weil Vgs in diesem Moment niedrig bleibt).

Das folgende Bild zeigt ein Bild von Vgs des fehlerhaften MOSFET (das obere):

Vgs des fehlerhaften MOSFET (TOP MOSFET des fehlerhaften Zweigs)

Abbildung 3: Vgs des ausfallenden MOSFET (TOP MOSFET des ausfallenden Zweigs)

Erstens sieht man, dass es wirklich stachelig und nicht stabil ist. Ich bin mir nicht sicher, ob diese Art von Verhalten bei einem Bootstrap-System normal ist oder nicht. Dann kann man sehen, dass Vgs während des Fehlers fast die ganze Zeit über Null bleibt.

Es scheint auch, dass die Messung selbst das Phänomen beeinflusst, da es beim Messen von Vds alle 4 Zyklen auftritt und beim Messen von Vgs viel weniger regelmäßig ist (auf dem Bild scheint es alle 5 Zyklen zu sein, aber es ist jedoch nicht immer der Fall).

Ich habe auch die Steuersignale überprüft, die von meinem Mikrocontroller kommen. Diese bleiben wie erwartet 4 schöne PWM-Signale.

Die folgenden Bilder können Ihnen helfen, mein Layout besser zu verstehen. Das erste zeigt die Platine selbst, falls sie mit dem Layout verknüpft sein könnte:

Platine des Wechselrichters

Abbildung 4: Platine des Wechselrichters

Dann sind die folgenden zwei Diagramme der Schaltung und der Komponenten, die ich für das Design verwendet habe.

Die 100 Ohm - 100 pF werden verwendet, um hochfrequente Störungen am Ausgang des Mikrocontrollers herauszufiltern, und der 4,7-kOhm-Widerstand ist ein Pull-Down-Widerstand, um einen Kurzschluss der Brücke beim Start zu vermeiden.

Die MOSFETs sind STW28N60M2, die Gate-Diode ist V2P6X und die Bootstrap-Diode ist GB01SLT06.

[ Bearbeiten: Ich habe das folgende Bild geändert, um die Mehrdeutigkeit des Kondensatorwerts zu beseitigen]

Mikrocontroller-Schaltung

Abbildung 5: Mikrocontroller-Schaltung

H-Brücke & Treiberschaltung

Abbildung 6: H-Brücke und Treiberschaltung

Dieses Verhalten ist mir noch nie begegnet und ich kann wirklich keine Erklärung finden. Es ist mir noch seltsamer, weil es nur in einem Bein und nur nach einem bestimmten Spannungswert auftritt.

Ich habe versucht, den Wert des Bootstrap-Kondensators zu ändern (niedriger und höher), ich habe versucht, den Wert des Gate-Widerstands zu ändern, ich habe versucht, den IR2110 und die MOSFETs zu ersetzen, nichts hat das Problem gelöst.

Ist jemandem schon einmal ein ähnliches Verhalten begegnet, oder hat jemand eine Ahnung, wie man das lösen kann?

Sie erwähnen in einem Kommentar zu Andys Antwort, dass Sie eine Totzeit von 50 ns zwischen den Phasen haben, aber es sieht für mich so aus, als ob die RC-Zeitverzögerung aufgrund des 100R / 100nF-Filters bei jedem der Steuersignale zwischen den dsPIC- und IR2110-Treibern liegt ist um eine Größenordnung größer. Toleranzen bei diesen Komponenten überfordern wahrscheinlich diese relativ winzige Totzeit von 50 ns, was zu einem Durchschuss auf bestimmten Kanälen führt.
Es sollten sowieso keine "Hochfrequenzstörungen am Ausgang des Mikrocontrollers" herausgefiltert werden - ich denke, Ihr Versuch, ein Problem zu beheben, das nicht wirklich vorhanden ist, hat Ihnen mehr Ärger bereitet ...
Danke für die Antwort. Ich werde versuchen, diese Filter zu entfernen und sehen, was es gibt.
Aber der Durchschuss würde eher einen Ausfall der Brücke (durch Shrot-Circuit Vbridge und gnd) als nur diese Art von Störung verursachen, nein?

Antworten (2)

Ihre Totzeit und Vgs werden nicht angezeigt, was mit geeigneten > 100-MHz-Prüftechniken erfolgen muss, um die Sonden-Erdungsinduktivität von ~ 1 nH / mm in die Sondenkabelkapazität unter Verwendung einer Federspule an Spitze / Ring- oder FET-Diff-Sonden zu eliminieren. Aus diesem Grund sollten Ihre xx ns Anstiegszeit-Testpunkte Zwillings-Durchkontaktierungen für das Signal + GND sein. passend zum Spalt der Federsonde. Improvisieren Sie jetzt.

Mögliche Fehlerursachen sind;

  • zu hohe Vgs durch parasitäre Gegeninduktivität in ESL mit positiver Rückkopplung von Quelle zu Vgs max. Überschreitung der Durchbruchspannung am oberen linken FET mit PWM am unteren Drain durch parasitäre gegenseitige Kopplung von V = ESL * dI / dt
  • Übermäßiger Wärmeanstieg durch Ausschalten des gleichen FET, während Vds ansteigt und der induktive Strom anhält (oder niedriger als die Resonanzlastspule/Kapazitätsfrequenz durch Reduzieren kapazitiver Lasten (oder Abstimmungsfehler bei hoher Spannung) oder hohe Miller-Ströme während des Schaltens (Aufzeichnung des Temperaturanstiegs gegenüber der Ausgangsleistung vs Vin und probieren Sie ein 4-kW- oder 16-kW-WPT-Design aus, das jetzt für WPT erreicht wird.
  • Die Haupttotzeitsteuerung kommt von der nominellen Totzeit von 26 ns im IR2110 und der Differenz der Anstiegs- und Abfallzeiten von der Zeitkonstante der Diode RD * C-Diode (1000 pF), die viel niedriger ist als die der 3R * C-Diode, beide im Nebenschluss mit Ciss des Leistungs-FET.
    • thermische Effekte beim Absenken von Vt oder Vgs(th) und große Toleranzen sind möglicherweise nicht signifikant, wenn die Anstiegszeit <10 ns beträgt, aber überprüfen Sie dies.

FWIW, es gibt Tausende von veröffentlichten Arbeiten über WPT auf kW-Ebene bei Google Scholar und Microsoft Academic (über 21.000 Artikel, von denen einige nützlich sein können, um sie zu zitieren)

Der Mikrocontroller erzeugt zwei PWM-Signale mit konstantem Tastverhältnis von 50 %.

Der IR2110 enthält keine Anti-Shoot-Through-Schaltung, und Sie haben nicht erwähnt, dass Ihre digitalen Eingangssignale so ausgelegt sind, dass sie eine kleine Totzeit bieten, die verhindert, dass beide MOSFETs (oben und unten) gleichzeitig für kurze Zeit aktiviert werden Zeit. Wenn dies passiert, erhalten Sie einen massiven Stromimpuls, der MOSFETs leicht zerstören kann, und dies wird symptomatisch schlimmer, wenn Sie die Versorgungsspannung erhöhen.

Das andere Problem ist folgendes: -

Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

Ich kann nicht sagen, ob Sie entweder 0,1 μF (100 nF) oder 0,1 mF (1.000 μF) meinen, aber sie sind in jedem Fall zu groß. Ihr Text impliziert 100 pF und das hat eine CR-Zeit von 10 ns, aber das bringt Ihnen nur 63% der Ladespannung, so dass Sie Ihre Totzone ziemlich stark untergraben könnten, wenn Sie tatsächlich 100 pF und nichts Höheres verwenden.

Danke für die schnelle Antwort! Ja, in der Tat. Ich habe vergessen, es zu erwähnen, aber ich habe eine Totzeit von 50 ns
Dann haben Sie keine Einschaltdauer von 50% (gemäß Ihrer Frage). 50 ns reichen möglicherweise nicht aus, wenn Sie eine induktive Last haben. Versuchen Sie, sie in einer Simulation auszuführen, um zu sehen, warum @JeanLouisDavid
Du hast mich dahin gebracht, aber du verstehst die Idee, oder? Ok, ich werde in diese Richtung graben
In Bezug auf Ihre Fragenbearbeitung - Ich habe meine Antwort auf der Grundlage Ihrer früheren Version erstellt. Wenn so etwas passiert, ist es daher empfehlenswert, sicherzustellen, dass Ihr bearbeiteter Fragentext aufgrund von Beobachtungen in einer (meiner) Antwort hinzugefügt wird. Ich möchte nicht, dass jemand meine Antwort liest und mich abwertet, weil er denkt, ich sei dumm oder faul @JeanLouisDavid - bitte ändern Sie Ihre Frage, um dies klarzustellen.
Oh ja sicher, tut mir leid.
Bitte machen Sie sich auch klar über die 100 Ohm und den Kondensator gegen Masse. In Ihren Worten implizieren Sie 100 pF (OK-ish), aber in Ihrem Schaltplan implizieren Sie entweder 100 nF oder 100 mF (beide sind viel zu groß.
Es ist 100 Ohm und 0,1 nF (= 100 pF) genau wie auf dem Schaltplan. Es gibt eine Grenzfrequenz bei 15 MHz, die weit über meinem Bereich nützlicher Frequenzen liegt (ich arbeite bei etwa 30 kHz). Ich denke, das Problem liegt in der Tatsache, dass meine handgeschriebenen n nicht perfekt sind, sorry dafür.
Das Schema sagt 0,1 mF oder 0,1 uF - es sagt kategorisch NICHT 0,1 nF
Wahrscheinlich besser, den realen Schaltplan in pF zu ändern, damit keine Zweideutigkeit besteht.
Wie sicher sind Sie in Ihrer Überzeugung, dass das, was die MCU ausgibt, definitiv eine Totzeit von 50 ns hat, @JeanLouisDavid? Hast du das mit deinem Oszilloskop überprüft?
Ich habe es überprüft und bin mir ziemlich sicher, aber ich benutze die Schaltung schon seit geraumer Zeit und habe diese Überprüfung durchgeführt, als ich gerade meinen C-Code getestet habe (Anfang März). Ich werde das morgen nochmal prüfen, dann gebe ich Bescheid.
Ohne einen Federsonden-Testpunkt zwischen Vgs kann er die Totzeit nicht genau messen, aber das Oszilloskop hat eine Anstiegszeit von 10 ns, sodass falsche Spitzen von ESL auftreten. Aber der IR2110 hat 26 ns Totzeit eingebaut!
@ TonyStewartEE75 Das Datenblatt erwähnt die Totzeit nicht.
Die Verzögerungszeiten werden zwischen High- und Low-Side-Halbbrücken angepasst, aber die AUS-Zeit ist schneller verschoben als die EIN-Zeit, was eine gewisse Totzeit hinzufügt, wenn also die gesamte Vollbrücke mit jeder externen Gate-RC-Zeit kommutiert wird, die ebenfalls mit einem höheren Widerstand als die Diode verschoben wird wenn es mit einem inkrementellen Widerstand von xxx mV pro Ampere leitet. Der Gesamtversatz definiert die Totzeit, nicht nur diesen Teil, sodass er nicht als solcher definiert werden kann. Ich denke du verstehst es jetzt.
Vollbrücken-Wechselrichter fällt nach vorgegebener Eingangsspannung aus
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