Ich habe eine diskrete H-Brückenschaltung gebaut, um einen einigermaßen kräftigen 12-V-Scheibenwischermotor zu betreiben. Die Schaltung ist unten (EDIT: siehe hier für ein größeres PDF , StackExchange scheint Sie das Bild nicht erweitern zu lassen):
RM: Siehe größeres Bild hier - diese werden vom System gespeichert, aber nur in kleiner Größe angezeigt. Auch erreichbar über "Bild in neuem Tab öffnen"
Als ich das Board hochbrachte, begann ich mit 100 % Tastverhältnis (Nicht-PWM)-Modus und fand es funktionsfähig, also begann ich, einen der Low-Side-N-Kanal-MOSFETs zu PWMen. Dies schien auch in Ordnung zu sein, obwohl es durch die induktive Spitze zu einer merklichen Erwärmung des High-Side-Schottky auf der PWM-Seite der Brücke kam.
Dann begann ich, die High- und Low-Side-MOSFETs per PWM zu betreiben, um die induktiven Spitzen effizienter abzuleiten. Auch dies (mit wahrscheinlich zu viel Totzeit) schien gut zu funktionieren, wobei die Diode auf der Oberseite kühl blieb.
Nachdem ich es jedoch eine Weile mit einem Schalter betrieben hatte, um das Tastverhältnis live zu variieren, senkte ich die Geschwindigkeit von ca. 95% Einschaltdauer auf 25%, was ich schon mehrmals gemacht hatte. Bei dieser Gelegenheit gab es jedoch ein Knallen und eine plötzliche hohe Stromaufnahme, und die TC4428A-MOSFET-Treiber waren durchgebrannt.
Dies waren die einzigen Komponenten, die durchgebrannt sind – die MOSFETs selbst sind in Ordnung, daher schließe ich jegliches Durchschießen meinerseits aus. Meine bisher beste Erklärung ist eine übermäßige Menge an induktivem Rückschlag oder (wahrscheinlicher) zu viel regenerativer Leistung vom Motor, die langsamer wird, als dass die Stromversorgung damit umgehen könnte. Der TC4428A hat die niedrigste Nennspannung innerhalb der Brücke (18 V, absolutes Maximum 22 V), und ich denke, die Spannung ist zu schnell zu hoch angestiegen.
Ich habe die 12-V-Seite dieser Platine mit einem altmodischen linearen Tischnetzteil betrieben, mit relativ langen Leitungen zwischen ihr und der Platine. Ich kann mir vorstellen, dass dies nicht wirklich in der Lage war, den Spannungsanstieg abzuleiten.
Ich glaube nicht, dass die TC4428As in Bezug auf die dynamische Last der MOSFETs überlastet waren; Ich habe mit einer relativ niedrigen Geschwindigkeit (etwa 2,2 kHz) PWM betrieben, und die MOSFETs selbst haben keine besonders hohe Gate-Gesamtladung. Sie schienen während des Betriebs kühl zu bleiben, und außerdem bliesen die A- und B-Treiber durch, obwohl nur Treiber B PWM-gesteuert war.
Erscheint meine Hypothese vernünftig? Muss ich noch irgendwo suchen? Wenn ja, ist das großzügige Streuen einiger kräftiger TVS-Dioden um die Platine (am Stromversorgungseingang und zwischen den Brückenausgangsklemmen) eine vernünftige Möglichkeit, mit dem Überspannungszustand umzugehen? Ich bin mir nicht sicher, ob ich zu einem Aufbau mit geschaltetem Bremswiderstand wechseln möchte (es ist nur ein „kleiner“ 2,5-A- oder so-12-V-Getriebemotor ...).
Ich habe ein 1500-W-TVS über die 12-V-Versorgungsklemmen gelegt (ein SMCJ16A ); Dies scheint die Überspannung während des Bremsens auf knapp 20 V zu klemmen (dies zeigt die Versorgungsspannung; eine identische Wellenform ist zwischen den MOSFET-Gates und 0 V zu sehen):
Es ist nicht schön und wahrscheinlich immer noch zu hoch (die Klemmspannung des SMCJ16A beträgt 26 V bei maximalem Strom – 57 A, während unser TC4428A absolut maximal 22 V beträgt). Ich habe einige SMCJ13CAs bestellt und werde einen über die Versorgung und einen über die Motorklemmen legen. Ich befürchte eher, dass es selbst mit einem bulligen 1,5-kW-Fernseher nicht lange halten wird; Sie können sehen, dass es gut 80 ms lang zu klemmen scheint, was für ein TVS eine lange Zeit ist. Das heißt, es scheint cool zu bleiben. Natürlich mit tatsächlicher Last auf der Welle ... vielleicht implementiere ich doch eine Lösung mit geschaltetem Bremswiderstand.
FDD6637 MOSFET Datenblatt hier
TC4428A Datenblatt hier
Unabhängig vom bisherigen Überleben der MOSFETs :-) würde ich den FETs Gate-to-Source-Zener hinzufügen, um Millar-gekoppelte Spannungen von der induktiven Last zu klemmen.
Dies kann auch Ihr beobachtetes Problem beheben. Die logische Analyse legt nahe, dass dies nicht der Fall sein wird :-( - aber die Murphy- und Millar-Kapazität kann mächtige Magie wirken. Die TC4428-Treiber klingen schön robust (wenn man dem Datenblatt glauben darf) und bieten Schutz gegen die meisten normalen Straftaten. Sie haben ein absolutes Maximum von 22 V Vdd Nennleistung und die Fähigkeit, bis zu 500 mA Rückstrom zu absorbieren, der in den Ausgang "gezwungen" wird, würde voraussichtlich die induktive Rückkopplung über die MOSFET-Gates klemmen.Aber Gate-Zener kosten wenig, tragen definitiv zum Schutz der MOSFETs in solchen Situationen bei und sind sehr gut unwahrscheinlich, dass es noch schlimmer wird.
Einige Netzteile nehmen überhaupt keinen Rückstrom auf und andere schlecht.
Haben Sie die Versorgung überprüft, um zu sehen, wie sie sich verhält? Ein Messgerät (besser ein Oszilloskop) an der Versorgung während des Bremsens kann Hinweise geben. Ein sehr großer Kondensator kann hilfreich sein, aber dies hilft der Versorgung, wenn er in der Lage ist, Leistung zu verbrauchen, aber nicht schnell genug, sondern maskiert das Problem nur, wenn die Versorgung von Natur aus keine Leistung aufnehmen kann.
Ein Widerstand in Reihe mit einem Zener (oder einem elektrischen Äquivalent) als Last hilft beim Bremsen der Dissipation (aber der Zener nimmt 12/Ntel der Leistung für einen N-Volt-Anstieg auf.
Ein zB TLV431, der eine große Last einschaltet, sobald V + beispielsweise 12,5 V überschreitet, und ihn abfällt, sobald die Ordnung wiederhergestellt ist, klingt nach einer einfachen und kostengünstigen Lösung zum Absorbieren von Bremsenergie.
Ich habe 2 x 300 Watt "Wischermotoren" (indisch, Lastwagen, zum Gebrauch), die ich in naher Zukunft in einem Prototyp verwenden möchte. Sollte lustig sein :-).
Ich stimme Ihrer Schlussfolgerung zu, es ist das regenerative Bremsen, das die Stromversorgung überspannt.
Als Nebenbemerkung sollten Sie dem Netzteil weitere Kondensatoren hinzufügen: Denken Sie daran, dass der HF-Schaltwelligkeitsstrom von diesen Kappen verarbeitet wird, daher sollten sie für diesen Welligkeitsstrom ausgelegt sein. Ich bezweifle, dass die beiden 220µF ...
Wie kann man nun vermeiden, die Treiber zu sprengen?
Wenn die 12 V von einer Blei-Säure-Batterie kommen, lädt die regenerative Bremsung einfach die Batterie auf. Sie sollten überprüfen, ob es den Strom aufnehmen kann, aber wenn dies nur dazu dient, den Motor anzuhalten (und kein Fahrzeug, das bergab fährt), ist die Energie gering und in Ordnung.
Ohne Batterie wäre eine einfache Lösung ein Komparator, der die Versorgung überwacht. Wenn es beispielsweise 17 V überschreitet, schaltet der Komparator einen MOSFET ein, der Strom durch einen Hochleistungswiderstand zieht. Und wenn die Spannung unter beispielsweise 15 V fällt, schaltet sie den MOSFET aus. Dies wird von selbst mit einer Frequenz PWM, die von der Schienenkapazität und Hysterese abhängt, daher ist eine Hysterese erforderlich. Die Verwendung eines großen Widerstands ist billiger als die Verlustleistung in Silizium.
Sie können dies jedoch auch kostenlos tun:
Der Mikrocontroller überwacht die Versorgungsspannung. Wenn es zu hoch ist, setzt es beide Low-Side-FETs auf ON, wodurch der Motor kurzgeschlossen wird. Es stoppt das Laden der Stromversorgung und führt stattdessen die Energie in seinem eigenen Innenwiderstand ab.
In diesem Fall bremst der Motor natürlich langsamer, da 0 V statt 12 V mit der Polarität anliegen, die dazu führen würde, dass er stark bremst. Aber diese Lösung kostet nichts, und sie ist einfach und kugelsicher.
Ignacio Vazquez-Abrams
xwhatsit
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John D
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Wouter van Ooijen