Welches ist der bevorzugte Ansatz für das PCB-Layout für Signal- und Leistungsspuren in analogen Schaltungen, und was ist zu beachten?

Im Allgemeinen ziehe ich es vor, eine modifizierte Lösung A zu verwenden, einfach weil sie (im ersten Durchgang) einfacher (und sauberer) zu routen scheint als B. Die wesentliche Änderung (für meine Lösung) besteht darin, dass beide Schichten große Kupfermassen ähnlich wie a zulassen Ebene verwendet werden - warum nicht einen Kupferguss oben drauf geben?

Im Folgenden habe ich die Kupferfläche für die Stromversorgung vergrößert und (wie zuvor kommentiert) Bypass-Kappen eingefügt. Wichtig ist auch, dass die Strom- und Masse-Durchkontaktierungen unmittelbar nach dem Platzieren der ICs hinzugefügt wurden. Diese Art zwingt den Designer dazu, die Stromführung früher in Betracht zu ziehen.

Auf der unteren Schicht befindet sich ein Kupfer-GND-Guss. Und wenn ich wirklich Lust dazu habe, füge ich oben einen Kupfer-GND hinzu (getreu der Vorstellung, dass man nicht genug GND bekommen kann).

Um die Stromzufuhr näher an die ICs zu bringen, verschieben Sie den Widerstandsstapel auf die rechte Seite der ICs. Was zur nächsten Methode B führt (ebenfalls modifiziert).

METHODE B (modifiziert) ============================

• Schieben Sie den Widerstandsstapel auf die untere Schicht.

• Lassen Sie keine Spur zu lange laufen, daher wird auf der Unterseite eine allgemein "gute" Masseebene vorhanden sein.

• Ziehen Sie die Kupfergüsse bis zu den ICs.

(Übrigens, all diese Durchkontaktierungen im Original B waren zu viel für mich :)

Hier ist eine Ansicht der unteren Schicht (ohne den GND-Kupferguss)

Zusammenfassung der Änderungen an den ursprünglichen Räumlichkeiten:

1. Erwägen Sie, mehr Kupfer auf die oberste Schicht zu gießen, um Ihre Stromversorgung zu verbessern.

2. Erwägen Sie, den Boden für Komponenten zu verwenden.

Und natürlich:

3. Bypasskappen hinzufügen

VORBEHALT

C1. Methode A eignet sich hervorragend für typische Opamp-Sachen mit geringem Stromverbrauch.

C2. Methode B ist für Motorantriebe erforderlich.

Was Sie nach Möglichkeit vermeiden möchten, ist, dass Ihre Signalpfade Leerstellen in Referenzebenen kreuzen. Sie sollten auch sowohl v + als auch v- an Masse vorbeiführen, da Sie Signale ansteuern, die auf Masse (SMA-Steckerabschirmung) bezogen sind. Versuchen Sie, Bypassing hinzuzufügen, und sehen Sie, wie das funktioniert. Ansatz (A) ist jedoch eher das, was ich wählen würde.

Ich mache im Allgemeinen zuerst die wirklich kritischen Netze, dann die lokalen Entkopplungsarrangements (weil sie eigentlich ziemlich kritisch sind), dann den Rest des Signalkrams und dann am Ende die Hauptleistung.

Sie tun sich auch einen schlechten Dienst, indem Sie die Grundebene als magischen universellen Boden betrachten, sie funktioniert mehr oder weniger die meiste Zeit in digitalen Dingen und ist den Rest der Zeit nicht von Natur aus schrecklich, aber denken Sie darüber nach, wo die Ströme fließen!

Während Ihr Beispiel ein wenig noddy ist, um dies zu zeigen, würde ich die 'Masse' für all diese nicht invertierenden Eingänge tatsächlich als DAS kritische Netz behandeln, in dem, soweit ich kann, kein Strom fließt. In einer ernsthafteren Schaltung ist dies schwer zu handhaben, wenn man die Dinge einfach auf eine Grundebene schlägt. Netzbindungen sind deine Freunde.

Ich würde mich auch viel mehr mit dem Design der Stromschleifen befassen, betrachten Sie einen der mittleren Operationsverstärker, Strom fließt von einer Versorgungsschiene (welche von welchem ​​​​Quadranten abhängt) durch den vorherigen Operationsverstärker, durch die Widerstände und dann in den Ausgang von den nächsten Operationsverstärker in der Kette, bevor er über die andere Versorgungsschiene zurückkehrt. An jedem Operationsverstärker wird eine signifikante Entkopplung angezeigt, und da sich der Quadrant ändert (und Sie somit Halbwellen-Stromimpulse in jeder Schiene erhalten), sollten Sie darauf achten, wie die Bypass-Kappen auf „Masse“ gehen, um zu vermeiden, dass gleichgerichtete Halbwellen-Stromimpulse injiziert werden dein Boden.

Die Antwort ist einfach: Es spielt keine Rolle.

In beiden Beispielen gibt es die zusätzliche Streulänge (= Induktivität, es sei denn, dies liegt bei so hohen Frequenzen vor, dass TL-Effekte ebenfalls eine Rolle spielen) für Signale oder Leistung, dh die Summe aus beiden ist in beiden Fällen ungefähr gleich.

Auf einem 2-Lagen-Board mit gut vernähtem Bodenguss ist es eine gute Idee, eine Schicht für den Boden zu priorisieren, vorausgesetzt, Sie benötigen keine anderen Bedingungen wie hohe Dichte oder eine zweiseitige Platzierung oder ähnliches. In diesem Fall werden die meisten Leiterbahnen oben verlegt, mit Durchkontaktierungen nach unten für kurze Jumper-Leiterbahnen nach Bedarf. In einem komplexen Design kann dies am Ende ziemlich viel Routing-Bereich beanspruchen (zum Beispiel Busse von MCUs entkommen; insbesondere die Art, bei der Ports um den Chip herum verstreut sind, pfui!), aber es bewahrt eine niedrige Erdungsimpedanz zwischen den Standorten und Bei ausreichendem Abstand zwischen den Spuren bleiben sie in ähnlicher Weise in einem schönen, konsistenten Mikrostreifen- oder koplanaren Wellenleiter mit Erdungsgeometrie (CPWG), gut bis zu ziemlich hohen Frequenzen (also einschließlich bis zu Frequenzen, bei denen TL-Effekte übernehmen).

...Und das ohne lokalen Bypass pro Chip!

Für durchschnittliche Audio-Operationsverstärker, die Logik der CD4000-Familie und in gewissem Maße sogar die 74HC-Familie - Längen von mehreren Zoll zwischen Lasten und Bypass-Kappen sind wahrscheinlich in Ordnung.

Ein typisches Beispiel: Die Controller der ursprünglichen NES-Spielekonsole hatten ein CD4021-Schieberegister, keine Bypass-Kappe und >2 m Kabellänge! Sie haben bestanden, gut – zugegeben, sie haben alle EMI-Regeln von 1985 bestanden, aber ich bezweifle, dass sich die Ebenen und Methoden zu sehr von heute unterschieden. (Interessante Frage [wenn sie anders wären], wenn jemand hier eine Referenz hinzufügen kann.) Die CD4000-Logik ist langsam wie Melasse bei 5 V, daher ist es keine Überraschung, dass sie funktioniert hat. 74HC ist wirklich dort, wo Sie eine Grenze von einigen Zoll wünschen würden, insbesondere für höhere Stromlasten (Busfahrer?) Und so weiter, wenn die Dinge schneller werden (74LVC, innerhalb von ein oder zwei cm usw.).

Beim lokalen Bypass sind die PS-Routen irrelevant. Naja, so ungefähr; Sie tragen immer noch zur Induktivität zwischen den Standorten bei, daher muss möglicherweise eine gewisse Dämpfung angewendet werden, z. B. eine Ferritperle vom gemeinsamen Punkt oder eine R + C (verlustbehaftete oder "Bulk" -Kappe) an den Anschlussenden / Blättern des Netzwerks. Bei ausreichenden Verlusten im Netzwerk liegt seine Impedanz nie viel über der charakteristischen Impedanz des Netzwerks$Z_0 = \sqrt{\frac{L}{C}}$, die wir so niedrig wie nötig gestalten können. (Im Grunde hat die Faulheit, Caps herum und die Längen zwischen ihnen und zwischen den Chips zu platzieren, den Effekt eines Raises$Z_0$. Für Allzweck-Operationsverstärker sind ein paar Ohm mehr als niedrig genug. Was mit ein paar 0,1 µF und Elkos leicht zu erreichen ist.)

Die beste Vorgehensweise für analoge Schaltungen besteht darin, die Schleifenfläche des Signals und seines Rückwegs zu reduzieren und die Impedanz so niedrig wie möglich zu halten. Wenn dies nicht möglich ist, müssen die Impedanzen ausgeglichen werden, um zu verhindern, dass das Gleichtaktrauschen differentiell wird.

Wenn kein Schaltungsrauschen oder Umgebungsrauschen vorhanden ist, ist bei niedriger Impedanz keine Masseebene erforderlich. Rauschspannung ist einfach Rauschstrom * Schaltungsimpedanz. f (V(f)=I(f)*Z(F) wobei Z(L)=2piL für eine kurze Leiterbahn von 0,5 nH/mm oder eine längere Leitung von 1 nH/mm. (Verhältnis >40 l/d)

Obwohl dies hauptsächlich für HF- oder Anstiegszeiten < 20 ns gilt, können Sie den Unterschied im Signal- und Rückschleifenbereich oben sehen?

Sie müssen lernen, Spezifikationen für jedes Design zu definieren, damit Sie wissen, was Sie testen können, um sicherzustellen, dass es funktioniert. Dazu gehören Streuspektrum und EMI-Pegel in uA/m oder mV/m und Anstiegsgeschwindigkeit oder Frequenz. von beiden. Dazu gehören SMPS, Wechselstrom, Motoren, geschaltete Induktoren usw. in der Nähe von Kabeln. Dann müssen Sie das Spektrum und den minimalen Signalpegel und schließlich das erforderliche minimale SNR angeben. Dies beinhaltet den DC-Offset, den Sie auf der 1. Stufe trimmen können.

Wenn Sie das Kabel in eine 10:1-Oszilloskopsonde stecken, können Sie Ihre Streuspannung bei einer Last von 10 MOhm messen. Terminieren Sie es und schalten Sie dann eine HF-Kappe auf Masse, um die EMI-Pegel zu reduzieren. Verwenden Sie schließlich einen Telefonie- oder LF/HF-CM-CHoke, um das Signal für den interessierenden Frequenzbereich weiter auszugleichen.

Nachdem dies alles erledigt ist, schauen Sie sich das Übersprechen in Ihrer Logik und dem SMPS-Routing zu hochohmigen Signalen an, dann benötigen Sie selbst dann möglicherweise keine Masseebene. Selbst die Designs von Yamaha Audio-Geräten können darauf verzichten.

Nachdem Sie dies getan haben, können Sie entscheiden, ob Sie überhaupt eine Masseebene benötigen , aber Sie benötigen möglicherweise immer eine HF-Kappe zur AC-Masse, um die Niederfrequenzleitung und das SMPS-Gleichtakt-, CM-Rauschen zu überbrücken.

Da Sie SMA-Anschlüsse verwenden, gehe ich davon aus, dass das SNR wichtig ist, und die Verwendung des OP07 mit einer niedrigen Eingangsoffsetspannung von 75 uV und einem Vorspannungsstrom von einigen nA macht die Eingangsimpedanz sehr hoch. Das Erden des anderen Eingangs macht den Eingang jedoch sehr unsymmetrisch. Bevor Sie also eine Masseebene in Betracht ziehen, machen Sie Ihr Signal mit einem differenziellen R-Verhältnis mit 0,1% oder besser einer INA-Anordnung von 3 Operationsverstärkern mit> 100 dB CMRR symmetrisch. Dies ist Ihr erster Schritt, um durch Streukabel verursachte EMI zu eliminieren. Ein Poti kann den DC-Offset leicht nullen, dann können Sie mit wählbaren einzelnen R's die Verstärkung mit analogen Schaltern ändern.