Ich habe einen Controller für 12V DC Lüfter gemacht. Es ist im Grunde ein spannungsgesteuerter DC-DC-Abwärtswandler. Es regelt die Spannung für den Lüfter von 3 V (niedrigste Geschwindigkeit, Lüfter zieht 60 mA bei 3 V) bis 12 V (volle Geschwindigkeit, Lüfter zieht 240 mA bei 12 V). Dieser Controller funktioniert gut, er steuert die Lüftergeschwindigkeit wie erwartet. Ich habe versucht, etwas zu filtern, aber es gibt immer noch einige erhebliche Geräusche, die meine 12-V-Schiene verschmutzen. Wie kann man es minimieren?
SW_SIGNAL ist nur ein PWM-Signal, bei dem der Arbeitszyklus von einer anderen Schaltung eingestellt wird.
Das Problem liegt an Punkt A. Der Induktor L1 soll dieses Rauschen filtern, es funktioniert, aber nicht so gut wie ich erwartet hatte:
Das Rauschen wird also von 6 V pp auf 0,6 V pp gesenkt. Aber 0,6 V ist ein riesiges Rauschen.
Es bezieht sich auf den Betrieb des Abwärtswandlers, nicht auf den Lüfter selbst. Ich habe versucht, anstelle des Lüfters einen 47-Ω-17-W-Widerstand einzusetzen, und das Geräusch ist immer noch da. Ich habe Oszilloskopsonden mit dem kleinsten Federkontakt verwendet, um die Schleife zu minimieren.
Das Rauschen verschwindet nur bei 100 % PWM-Tastverhältnis, was offensichtlich ist, da 100 % PWM aufhört zu schalten.
Induktivitäten, die ich verwende:
UPDATE:
Dies ist das Layout (oberer Teil ist der Tiefsetzsteller, Lüfteranschluss auf der linken Seite, 12-V-Stromeingang auf der rechten Seite): Ich habe generische Elektrolytkondensatoren verwendet. Ich habe kein Datenblatt für sie.
Ich habe 10uF Keramikkondensatoren zu C1 und C3 hinzugefügt.
Ich habe den Wert von R2 von 0Ω auf 220Ω erhöht.
D4 von US1G auf SS12 geändert. Mein Fehler, ich habe ursprünglich US1G verwendet.
Und das Rauschen ging unter 10 mV (Widerstand wurde anstelle des Lüfters verwendet).
Nachdem ich Lüfter statt Leistungswiderstand eingesteckt habe:
UPDATE2:
Ich habe in meiner Schaltung eine Schaltfrequenz von 130 kHz verwendet. Und die Anstiegs-/Abfallzeiten betrugen 10 ns.
Gelbe Spur = Gate des Schalttransistors Q2.
Blaue Kurve = Drain von Q2 (10 ns Anstiegszeit).
Ich habe die Frequenz auf 28 kHz geändert (wegen dieser Änderung muss ich eine größere Induktivität verwenden) und die Anstiegs- / Abfallzeiten auf 100 ns erhöht (ich habe dies erreicht, indem ich den Wert des Widerstands R2 auf 1 kΩ erhöht habe).
Das Rauschen verringerte sich auf 2 mV pp.
Die 1000-uF-Kondensatoren C1 und C3 sind möglicherweise nicht in der Lage, solche hochfrequenten Schalttransienten sehr gut zu handhaben. Caps mit großem Wert haben immer einen sehr schlechten Hochfrequenzgang.
Ich schlage vor, zu versuchen, die 1000 uF durch Kondensatoren mit niedrigem ESR von 47 - 220 uF zu ersetzen und zu sehen, wie das geht. Eventuell auch einen Keramikkondensator (100 nF - 470 nF) parallel zu beiden schalten.
Ich schlage auch vor , dieses Video aus Daves EEVBlog über Bypass-Kappen anzusehen, obwohl dies nicht genau Ihre Situation ist, gelten die in diesem Video erläuterten Nicht-Idealitäten von Kondensatoren auch für Ihr Problem.
Sie könnten versuchen, den Wert von R2 zu erhöhen. Dadurch wird das dV / dT am Gate verringert und die Flanken verlangsamt, wenn der Mosfet schaltet. 10 Ohm ist normalerweise ein guter Ausgangspunkt, aber Sie müssen möglicherweise experimentieren.
Hinzufügen zu den anderen Antworten nach Ihrem PCB-Layout-Update:
Ohne eine Erdungsebene zum Erzeugen einer Erdung mit niedriger Induktivität hat jede mit "GND" gekennzeichnete Spur eine ziemlich hohe Induktivität, etwa 7 nH / cm für eine 1 mm breite Spur.
Daher sind die Kappen beim Filtern von HF ineffizient, da kleine Induktivitäten (auch als Leiterbahnen bekannt) mit den Kappen in Reihe geschaltet sind und ihre HF-Impedanz erhöhen. Eine SMD-Keramikkappe hat eine viel geringere Induktivität als eine Elko, nicht aufgrund von Magie, sondern einfach, weil sie kleiner ist, sodass sie bei der HF-Entkopplung besser ist ... die Induktivität der Leiterbahnen liegt jedoch immer noch in Reihe.
Da Sie schnelle di / dt-Ströme in Ihrem GND haben, variiert das Potenzial entlang der GND-Spuren außerdem überall. Erinnern:
e=Ldi/dt
di = 100 mA, dt = 20 ns (schnell schaltender FET), L = 6 nH pro cm, also e = etwa 50 mV pro 10 nH Leiterbahninduktivität ... nicht gerade "rauscharm".
...daher ist auf einer solchen Platine ohne Groundplane bei fetten hohen Strömen meist nichts messbar, da sich die Signalform stark ändert, je nachdem wo man den Ground antastet.
Wie Sie bemerkt haben, besteht die Lösung darin, zunächst keine HF- und hohen di/dt-Ströme in Ihrer Schaltung zu haben, und dies wird erreicht, indem das FET-Schalten mit einem Widerstand verlangsamt wird.
Wenn Ihre PWM langsam genug ist (z. B. 30 kHz), sind die Schaltverluste sowieso sehr gering.
Dies hat den zusätzlichen Vorteil, dass keine hohen di / dt-Impulse in die Lüfterdrähte gesendet werden, wodurch verhindert wird, dass sie als Antennen fungieren und überall Rauschen abstrahlen, was eine hervorragende Möglichkeit wäre, einen Breitband-Funkstörer zu bauen ...
Denken Sie nicht einmal, dass L3 und C5 etwas bewirken werden: Die Eigenresonanzfrequenz dieser Induktivitäten ist normalerweise ziemlich niedrig (siehe Datenblatt), was bedeutet, dass es sich bei den interessierenden Rauschfrequenzen um Kondensatoren handelt. Auch Ihre 100-µF-Ausgangskappe ist eine Induktivität. Und alle Spuren sind Induktivitäten, insbesondere die Masse, was bedeutet, dass die Spannung am Ausgang "GND" nicht 0 V beträgt, sondern auch ein gewisses HF-Rauschen aufweist. Dies fügt Ihren Drähten auch ein gewisses HF-Gleichtaktrauschen hinzu.
Wenn Sie LEDs multiplexen oder eine Matrixtastatur scannen, verwenden Sie ebenfalls keinen Treiber mit 5-ns-Flanken! Das sind im Grunde riesige Antennen. Ein Rechtecksignal mit einer Anstiegszeit von 5-10 ns hat unabhängig von der Schaltfrequenz unangenehme Oberwellen weit über 1-10 MHz.
Also ... es sei denn, Sie wollen diesen zusätzlichen Prozentsatz an Effizienz, schalten Sie immer so langsam wie möglich! Dies ist eine gute Faustregel, um EMI-Probleme zu vermeiden.
Normalerweise würden Sie Ihre empfindliche Elektronik nicht mit derselben Stromversorgung wie den Lüfter betreiben.
Üblicherweise läuft die Steuerelektronik mit 5 V. Sie hätten also einen Regler (einen Linearregler, wenn Sie eine wirklich geringe Welligkeit wünschen), der die 12 V auf 5 V herunterregelt. Wenn die 12-V-Versorgung nicht auf etwa 7 V abfällt, haben Sie immer noch eine felsenfeste 5-V-Versorgung.
Ich hatte dieses Problem vor einiger Zeit mit einem RAID-Gehäuse. Es hatte eine Schaltung wie diese - High-Side-Chopper-FET, Diode usw. Es schaltete bei etwa 30 kHz. Das Ergebnis war eine Menge PWM-Rauschen, das auf die +12 V geworfen wurde und Chaos auf den Festplatten anrichtete.
Diese gezeigte Schaltung versucht, sich wie ein Buck-Controller zu verhalten, aber es ist dafür nicht wirklich notwendig.
Wie auch immer, hier ist, was ich für den "bösen" Chopper getan habe:
Klingt verrückt, funktioniert aber. Die Cap / FET-Kombination fungiert als eine Art variabler Widerstand, der den Lüfterstrom und damit seine Geschwindigkeit moduliert.
Wenn der FET ausgeschaltet ist, lädt sich die Kappe durch den Motor auf. Wenn es eingeschaltet ist, entlädt sich die Kappe durch den FET und der Motor wird auf die Schienenspannung hochgezogen. Dadurch wird die Hochstrom-Transientenschleife auf den FET und die Kappe lokalisiert.
Sie werden feststellen, dass Sie den größten Teil Ihrer Filterung loswerden und sogar die Größe der Kappe auf beispielsweise 33 uF oder so reduzieren können.
Diode D2 entfernen. Dadurch wird die Filterung beendet, die beim Ausschalten des Mosfets auftritt.
Dies erfordert, dass der Kondensator C3 groß genug ist, um die Spitze zu absorbieren.
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