Wie kompensiert der Kompensationswiderstand in einem invertierenden Verstärker den Eingangsvorspannungsstrom?

Beispiel Bipolar-Schema und Verhaltensbeschreibung

Schauen wir uns den LM324 an. Es ist ein bipolarer Operationsverstärker und es ist auch viel einfacher, einigen zu folgen. Aber es ist immer noch ziemlich repräsentativ für die Grundideen in Bezug auf Ihre Frage:

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Sie haben gefragt, ob das Diff-Paar entweder NPN oder PNP ist. In diesem Fall ist es PNP. Es verwendet eine Darlington-PNP-Anordnung, genauer gesagt, mit vier Transistoren;$Q_1\to Q_4$. Die aktuelle Quelle,$I_1$, ist nominell gleichmäßig auf die beiden Schwanzströme aufgeteilt (die Kollektoren von$Q_2$Und$Q_3$, insbesondere.) Wenn also die Eingänge die gleiche Spannung haben, würden wir erwarten, dass dies der Fall wäre$3\:\mu\text{A}$in jedem Schwanz.

Die Schweifströme werden in einen Stromspiegel getrieben, aus gebildet$Q_8$Und$Q_9$, was bedeutet, dass jede Stromdifferenz entweder nach außen getrieben oder über den Pfad zur Basis von nach innen gesaugt wird$Q_{10}$. Wenn der (-)-Eingang niedriger ist als der (+)-Eingang, wird mehr Strom zum linken Ende und weniger Strom zum rechten Ende gezogen. Die Diff-Pair- und Current-Mirror-Sektionen reagieren darauf, indem sie die Differenz als Basisstrom via absenken$Q_{10}$. Dies ist eine Operation mit sehr hoher Verstärkung und führt zu$Q_{10}$Zieht seinen Emitter näher an seinen Kollektor (der auf Masse liegt). Das zieht nach unten$Q_{11}$und damit auch$Q_{12}$, verursacht$Q_{12}$seinen Kollektor ein gutes Stück freizugeben, so dass die Basen von$Q_5$Und$Q_{13}$nach oben zu steigen.$Q_5$nimmt Strom auf$I_3$damit das Darlington-Paar$Q_5$Und$Q_6$werden ihre Emitter höher ziehen und somit anheben$V_\text{OUT}$.

Der Gesamteffekt davon ist, dass, wenn der (+)-Eingang in Bezug auf den (–)-Eingang nach oben steigt, der Ausgang als Reaktion darauf ansteigt. Das ist genau die gewünschte Antwort.

Es geht bis ca$100\:\mu\text{A}$verfügbar in$I_3$, davon etwa die Hälfte bzw$50\:\mu\text{A}$, wird über versenkt$I_4$. Also wird es höchstens ungefähr sein$50\:\mu\text{A}$verfügbar an der Basis von$Q_5$. Angesichts des üblichen Worst-Case$\beta$Schätzungen, sagen wir$\beta=40$oder so, dies deutet vielleicht auf eine maximale Beschaffungskapazität von hin$40^2\cdot 50\:\mu\text{A}\approx 80\:\text{mA}$. Die Spezifikation sagt, dass es mindestens ist$20\:\text{mA}$und typisch$40\:\text{mA}$, ohne ein Maximum anzugeben, was meiner Meinung nach als Spezifikation gut begründet ist.

Ein gewisser Basisrekombinationsstrom ist erforderlich$Q_1$Und$Q_4$. Es ist bescheiden, weil$I_1$ist keine große Strömung. Also nur nominell$3\:\mu\text{A}$fließt in jedem Schwanz. Bei der Darlington-Anordnung liegen die Basisströme in der Größenordnung von$1600\times$kleiner (obwohl wir so wenig wie möglich vorschlagen können$400\times$kleiner als eine konservative Grenze.) Daraus könnten wir im schlimmsten Fall Basisströme von etwa vorschlagen$10\:\text{nA}$. Das Datenblatt sagt, dass die schlimmsten Fälle etwas mehr sind. Aber nicht viel mehr. Der Grund dafür ist, dass sie Fälle behandeln wollen, in denen die Spannungsunterschiede etwas größer als normal sind, wo die eine oder andere Seite in den Sättigungsmodus übergeht. Das ist also auch vollkommen vernünftig.

Es gibt eine bemerkenswerte Seitenleiste . Seit$Q_{12}$Der Emitter von ist am Boden, die Basis von$Q_{11}$ist etwa zwei$V_\text{BE}$ist oberirdisch. Das bedeutet, dass die Basis von$Q_{10}$geht es um eins$V_\text{BE}$überirdisch. Das bedeutet der Sammler von$Q_{9}$befindet sich am selben Ort wie der Sammler von$Q_{8}$. Und dies trägt dazu bei, den Early-Effekt aufzuheben, der sonst ein Problem darstellen könnte$Q_{10}$. Eine weitere gute Designentscheidung in dieser Schaltung. ($C_\text{C}$ist eine Miller-Kapazität, die angeordnet ist, um eine dominierende Polposition einzustellen . Jenseits des Rahmens hier.)

All dies sind nur einige sehr grundlegende Schaltungskonzepte, und Sie sollten sich vergewissern, dass dies alles sinnvoll ist.

Basisströme von$Q_1$Und$Q_4$

Jetzt sind wir also hier. Alles, was Sie tun müssen, ist zu erkennen, dass von den Schaltungen zumindest einige kleine Basisströme fließen müssen$Q_1$Und$Q_4$die außen zum Boden hin versenkt sind. Wenn Sie eine der Basen mit a an den Boden binden$10\:\text{k}\Omega$Widerstand und der andere Eingang auf Masse mit a$100\:\text{k}\Omega$Widerstand, dann müssen Sie erkennen, dass ein ähnlicher Vorspannungsstrom erforderlich ist, damit die Diff-Paar-BJTs im aktiven Modus bleiben können (wo sie sein müssen).

Nominell, in diesem Fall mit ungefähr gleichen Basisströmen, aber wenn diese Ströme durch Widerstände mit um eine Größenordnung unterschiedlichen Werten abgeleitet werden müssen, muss es der Fall sein, dass an den Basen von eine kleine Spannungsdifferenz vorhanden ist$Q_1$Und$Q_4$. Da die Emittenten von$Q_2$Und$Q_3$miteinander verbunden sind, bedeutet dies, dass die Spannungsdifferenz zu einer exponentiellen Differenz der Kollektorströme führt. Und das führt zu einer Ausgangsspannung, die durch eine ziemlich hohe Transimpedanzverstärkung vom Nennwert versetzt ist. Feedback kann natürlich helfen, diesen Fehler zu korrigieren. Aber es ist ein vermeidbares Problem. Sie sollten es also vermeiden.

Kurz gesagt, jeder Operationsverstärker hat am Eingang einen Differenzverstärker.

Somit benötigt jeder Transistor einen "Basis"-Strom (Eingangsvorspannungsstrom), um zu fließen, um als Verstärker zu arbeiten.

So zum Beispiel im invertierenden Verstärker (when$V_{IN} = 0V$), verursacht dieser Eingangsvorstrom einen Spannungsabfall über dem Widerstand und dieser Abfall wird durch die Verstärkung des Verstärkers verstärkt. Somit haben wir einen unerwünschten DC-Spannungs-Offset am Ausgang.

Aber wir können diesen DC-Offset entfernen, wenn wir es schaffen, die Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen zu bringen$V_{+} - V_{-} = 0V$

Wir können dies tun, wenn wir uns dafür entscheiden$R_3$Widerstandswert, damit$R_3 = R1||R_2$

Es ist schwierig, diese ansonsten einfache Idee zu verstehen, da in den Eingangsdifferenzstufen von Operationsverstärkern eine seltsame Vorspannungstechnik verwendet wird. Während die klassische Vorspannung eingangsseitig (Basis) erfolgt , erfolgt hier die Vorspannung ausgangsseitig (Emitter) . Dies ist ein anderes Thema, aber es muss noch erwähnt werden, dass dieser Trick hier möglich ist, da die Spannung des gemeinsamen Knotens zwischen den verbundenen Emittern auf den Differenzmodus festgelegt ist (wir können ihn nicht in der Stufe mit einem gemeinsamen Emitter verwenden, da die Emitterspannung dem folgt Basisspannung und es findet keine Verstärkung statt).

Die vorspannende Konstantstromquelle sorgt also dafür, dass die Transistoren ihre gemeinsame Emitterspannung so einstellen, dass sie den 1/2-Vorspann-Emitterstrom passieren lassen. Dazu stellen sie ihre Beta- mal kleineren Basisströme ein, die von der gleichen Emitterstromquelle erzeugt werden.

Aber diese Eingangsruheströme müssen irgendwo hin. Und die Designer haben eine ungewöhnliche Lösung gewählt – Ströme durch die Eingangsspannungsquellen zu leiten . Dazu müssen sie „galvanisch“ (leitend) sein; Wenn dies nicht der Fall ist, müssen sie mit (hoch)ohmigen Elementen überbrückt werden, um einen Pfad für den Vorspannungsstrom sicherzustellen.

Dies ist also die Situation - Eingangsruheströme fließen durch die Eingangsspannungsquellen und ihre Innenwiderstände . Wenn zusätzliche Widerstände in Reihe geschaltet sind (wie in diesem Fall), fließen auch Bias-Ströme durch sie. Sie können dies am einfachsten Differenzialpaar sehen (im Prinzip ist dies die gleiche Konfiguration). Betrachten wir zunächst den Fall mit gleichen Eingangsspannungsquellen, aber ohne enthaltene Basiswiderstände (Abb. 1):

Abb. 1. Das einfachste Differenzialpaar mit Emitterwiderstand und ohne Basiswiderstände (das ist nicht das schönste Schaltbild der Welt... funktioniert aber trotzdem :)

Die Bias-Basisströme Ib1 und Ib2 sind in Abb. 1 durch dünne blaue Schleifen dargestellt. Wie Sie sehen können, werden sie von der negativen Stromversorgung -V erzeugt. Die Ströme fließen durch Re und Vin und treten in die Basen ein (Re wird in der Operationsverstärkerstufe durch die komplexe Pull-Down-Schaltung ersetzt).

Betrachten wir zum Beispiel den aktuellen Ib2. Beachten Sie, dass Vin2 und -V in Reihe geschaltet sind. Wenn also Vin2 positiv ist, wird es zu -V addiert und die resultierende Spannung (-V + Vin2) erzeugt Ib2; wenn Vin2 negativ ist, wird es von -V subtrahiert und die resultierende Spannung (-V - Vin2) erzeugt Ib2. Ib2 tritt also immer in die Basis ein, wenn Vin2 zwischen -V und +V variiert. Seine Größe ist in der Operationsverstärkerstufe nahezu konstant, da Re durch ein Konstantstromelement (Transistor) mit guter "Übereinstimmungsspannung" ersetzt wird.

Infolgedessen "erzeugen" Bias-Ströme gemäß dem Ohmschen Gesetz V = IR Spannungsabfälle über Widerständen. Sie sind konstant, da sowohl der Strom als auch der Widerstand konstant sind. Wir können uns diese Widerstände also wie "Batterien" mit konstanter Spannung vorstellen, die in Reihe zu den unterschiedlichen Eingangsspannungen geschaltet sind. Je nach Polarität werden diese Spannungen zu/von den Eingangsspannungen addiert oder subtrahiert; daher "verschieben" sie die variierenden Eingangsspannungen mit einem kleinen konstanten Wert.

Betrachten wir nun den Fall mit Null-Eingangsspannungen, aber - eine davon "ideal" und die andere real. Beispielsweise ist der linke Eingang (T1-Basis) direkt geerdet und der rechte Eingang (T2-Basis) ist über einen Widerstand RB geerdet:

Abb. 2. Differentialpaar mit einer Emitterstromsenke und einem Basiswiderstand RB2 enthalten

Ich habe diese konzeptionelle Anordnung in einer ähnlichen Frage erklärt - Warum wird der durch eine Stromquelle erzeugte Spannungsabfall hinzugefügt?

Abb. 3: Prinzipschaltbild eines Operationsverstärkers mit pnp-Eingangstransistoren (LM 324)

Abb. 4: Prinzipschaltbild eines Operationsverstärkers mit npn-Eingangstransistoren (LM 741)

Wir können die von diesen "Batterien" "erzeugte" Spannung einstellen, indem wir den Widerstand ändern (wir können den Strom nicht ändern, da er von der internen Bias-Stromquelle in den Emittern eingestellt wird).

In der OP-Schaltung wird durch I- über R1||R2 ein Spannungsabfall erzeugt, der zu Vin- addiert wird. Um dies zu kompensieren, müssen wir den gleichen Spannungsabfall zu Vin+ hinzufügen; Also schließen wir einen Widerstand R3 mit dem gleichen Wert (R1||R2) in Reihe zu Vin+ ein.

Dies ist also eine einfache elektrische Anordnung von zwei (Spannungs- und Strom-)Quellen und einem Widerstand, wobei die Kombination aus Stromquelle und Widerstand als eine andere, aber konstante Spannungsquelle in Reihe mit der variierenden Eingangsspannungsquelle betrachtet werden kann .

Diese Schaltungslösung wird in internen Operationsverstärkerstrukturen (z. B. in Widlars 709) verwendet, um die Spannungsänderungen am Ausgang der Eingangsstufen zu "verschieben".