Woher kommen SDR IQ-Daten?

Kurze Antwort: Der Encoder/Modulator des Senders, zB QAM

IQ-Modulation wird überall verwendet, einschließlich SDR.

Verstehen Sie einige Wurzeln in Telefondatenmodems seit über 1200 Baud, dann bis zu 56 kbps/64 kbps, dann Kabel- und DSK-Modems, analoge und digitale Telefone, analoges Fernsehen, seit Farbe ausgestrahlt wurde, und jetzt digitales Fernsehen und spulen Sie später zu SDRs vor.

Die IQ-Modulation in Phase und Amplitude ist einfach eine Möglichkeit, die Signalbandbreite auf Kosten des minimal erforderlichen SNR auf ein kleineres Spektrum zu komprimieren.

Da die Bandbreite begrenzt und teuer ist, bot die IQ-Modulation das ursprüngliche HDTV in der gleichen Bandbreite wie Analog, 64K-Telefonmodems in der gleichen Bandbreite wie 300-Baud-Modems, Farbfernseher und Hunderte anderer Radiomodulationsschemata, die IQ-Modulation verwenden.

Der Zweck der IQ-Modulation ist signifikant und allgegenwärtig für alle Kommunikationskanäle, wo eine Bandbreitenkomprimierung nicht nur wünschenswert, sondern wesentlich ist. Obwohl ich der Tatsache entgangen bin, dass es in analoger und digitaler Kommunikation verwendet wird, werde ich für Sie auf die Digitalfunkseite eingehen.

Die Hauptfigur des Verdienstes und Zwecks von IQ-modulierten Daten ist die Bandbreitenkomprimierung bei einem Kompromiss für überschüssiges SNR.

Es hat eine lange Geschichte, die Telefonmodems umfasst, die 1200 und 2400 Hz in einer Bandbreite von 4 kHz verwenden. Der Computer verwendet einen UART, um serielle asynchrone Daten zu senden, wie z. 7 oder 8 Bit Daten + 1 Start + 1 Stopp und 1 Paritätsbit (opt.) zum Modem. Der Modulator entfernt dann die Start-/Stopp-Bits und kodiert sie in synchrone Wellenformen in IQ-Modulation. Der Demodulator macht das Umgekehrte. So bekommt man 64kbps in einem 4KHz BW. Für EMI-Bedenken hat die FCC 64K-Modems auf 56 kbps begrenzt.

I and Q of course represent In-phase 0deg and Quadrature 90deg signals.

Schauen wir uns den QAM-16 IQ-Kanal an. Der Modulator für QAM-16 erzeugt 16 Amplituden- und Phasenzustände in jeder Symbolperiode, was eine 4x4-Matrix mit 16 Zuständen ist. Jeder Zustand wird gemäß 16 verschiedenen sequentiellen 4-Bit-Bitmustern verwendet.

Siehe unten. http://en.wikipedia.org/wiki/Constellation_diagram Das Augendiagramm zeigt die 4 sequentiellen Binärmuster, die jedem Punkt zugeordnet sind, wobei XY-Muster IQ-Phase und -Amplituden darstellen.

Es gibt Hunderte von Modulationsmethoden, die IQ-Modulation verwenden, aber sie folgen alle der gleichen grundlegenden Methode von I&Q-Kanälen, aber mit vielen Ebenen, nicht nur 2 (binär).

http://www.scribd.com/doc/43027465/Modulation-Coding-Scheme-MCS-Table

Oben sind einige grundlegende Modulations- und Codierungsschemata mit bis zu 64 Ebenen definiert.

Es gibt viele weitere auf 256-Ebenen und darüber, und jede Methode hat einen Kompromiss zwischen Qualität, spektraler Effizienz und Kosten in Bezug auf das erforderliche höhere Signal-Rausch-Verhältnis.

Dies wird durch das Shannon-Hartley-Theorem definiert, das die Lösung für die minimale Kanalbandbreite vs. SNR vs. Bitfehlerrate (BER) definiert, die wichtige Kompromisse bei der Kommunikation darstellen.

Der „imaginäre“ Teil muss auf der analogen Seite erfasst werden, mit einem separaten Mischer, der eine LO-Quelle verwendet, die genau um 90 Grad vom „echten“ LO versetzt ist.

In der physischen Welt können nur reellwertige Signale übertragen werden, sodass Sie an Ihrem Antenneneingang ein reellwertiges zeitkontinuierliches Signal haben.

Wenn Sie dies mit Ihrem LO-Signal mischen (dh multiplizieren), hat der Ausgang davon überall dort Null, wo entweder das Eingangs- oder das Ausgangssignal einen Nulldurchgang hat. Das bedeutet, wenn Sie ein CW-Signal mit der gleichen Frequenz wie Ihr LO einspeisen, bestimmt die Phasenverschiebung zwischen diesen Signalen, was Sie am Ausgang erhalten.

Wenn Sie Oktave haben:

x = [ -2*pi : 0.01*pi : 2*pi ];
unshifted = cos(x);
shifted = sin(x);

Dies definiert zwei Signale, unshifteddie shiftedmit einem Kosinus-LO in Phase und um 90 Grad phasenverschoben sind.

Vergleichen:

plot(x, cos(x) .* unshifted);

mit

plot(x, cos(x) .* shifted);

Das Integral der zweiten Funktion ist Null, also würde eine FFT über diese Daten keine Energie im DC-Bin zeigen – eindeutig falsch, da wir Energie mit genau dieser Frequenz übertragen.

Wenn wir jedoch sowohl mit dem Original als auch mit einem phasenverschobenen LO mischen, ist die HF-Energie immer sichtbar, unabhängig von der Phasenverschiebung:

plot(x, cos(x) .* unshifted, x, sin(x) .* unshifted);

vs

plot(x, cos(x) .* shifted, x, sin(x) .* shifted);

Gleichzeitig kann Ihnen der Anteil der HF-Energie, der nach dem Mischen in die „realen“ und „imaginären“ Teile geflossen ist, den Phasenwinkel zwischen den beiden Signalen mitteilen, sodass Sie auch Informationen innerhalb des Phasenwinkels codieren können.

Beginnen Sie mit einem 4*LO_carrier-Oszillator. Verwenden Sie ein Johnson-Zähler/Schieberegister, um 4 separate Signale zu erzeugen, um 0/90/180/270 zu erreichen. Durch die Verwendung von 4*LO sind Ihnen garantiert exakt 90 Grad garantiert, was für die Trägerunterdrückung und die Seitenbandunterdrückung entscheidend ist. Für ein niedriges Phasenrauschergebnis ---- wichtig für den bestmöglichen Ausschluss von Nahrauschen in Empfängern und für die Erzeugung von minimalem Nahrauschen in Modulatoren/Sendern ---- müssen Sie alle Aspekte des Jittergesetzes verstehen: Tj = Vnoise/ Anstiegsrate.

Ich arbeitete mit einem Team an GSM-Telefonen und entwarf das gesamte Nicht-DSP-Silizium. Die Modulatoren verwendeten 10-Bit-DAC-Codes aus einer externen DSP-Nachschlagetabelle, um die Wellenformen sowohl der I_path- als auch der Q_path-Symbole präzise zu erstellen; diese Symbolformen traten in einen analogen Multiplikator ein und modulierten einen 150-MHz-Träger; mit 2 Trägern, einem für I und einem für Q, die jeweils ein +Strom- und ein -Stromsignal sind, haben wir dann diese 4 Stromsignale über 2 Widerstände summiert [wahrscheinlich POLY, für geringe Verzerrung und Isolierung vom Substrat]. An diesem Punkt (2 Ausgangssignale) untersuchten wir das Spektrum und das Datenauge.

Anfänglich waren die Trägerunterdrückung und die unerwünschte Seitenbandunterdrückung nur 20 dB niedriger. Es stellte sich heraus, dass die Quadratur-LOs (die 0/90/180/270) weit außerhalb der Quadratur lagen, weil ein DutyCycleAdjustor ziemlich fehlerhaft war. Wir haben das bereinigt, nachdem wir ein vollständiges Systemdesign für diese 11 Transistoren durchgeführt und diese Signalkette neu gestaltet hatten. Da ich die Schwächen von DCAs kenne, schlage ich vor, dass Sie mit 4*X LO-Systemen arbeiten.

Zusammenfassend gibt es Nachschlagetabellen und DACs und multiplizierende DACs und präzises Summieren von Differenzströmen sowie Quadratur-LO-Generatoren mit niedrigem Phasenrauschen. Erwarten Sie, mit differentiellen Signalen zu arbeiten, um eine nützliche Unterdrückung von Substratrauschen zu erreichen. Planen Sie eine ruhige/private Stromversorgung für die DAC/Modulator-Schaltungen ein.

I&Q-Daten werden seit Jahrzehnten in der Kommunikation verwendet, insbesondere wenn Sie möchten, dass die Symbole wirklich als zufälliges Rauschen erscheinen.

Und ich würde erwarten, dass Radarimpulse mit geringer Wahrscheinlichkeit von Interceptions, lange Impulse, die am Empfänger zurückkomprimiert werden, um die Zeit- / Entfernungsauflösung zu erhöhen, I & Q-Modulation verwenden. Nie entworfen.