Stabilitätsproblem im Unity-Gain-Operationsverstärker

Das ist wirklich einfach - verwenden Sie einen N-Kanal-FET und verwenden Sie ihn als Source-Folger. Sie können sogar einen BJT verwenden. Der untere hat eine Verstärkung aufgrund des 3k3-Feedbacks und des 1k-Boden von -Vin. Wenn Sie keine Verstärkung wünschen, verbinden Sie den Ausgang direkt mit -Vin und lassen Sie 1k weg.

Ein Unity-Gain-Puffer am Ausgang eines Operationsverstärkers ist entweder ein Emitterfolger oder ein Source-Folger. So einfach ist das - Feedback vom Emitter / der Quelle zurück zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers.

Da die Source-/Emitter-Spannung dem Ausgangssignal des Operationsverstärkers „folgt“, sind die Gate-/Basis-Ladeeffekte minimal, sodass Sie sich bei Verwendung eines MOSFET keine Gedanken über die Gate-Kapazität machen müssen.

Denken Sie vernünftig darüber nach - Analog Devices oder TI oder MAXIM von LT - ihr Marketingteam wird nicht eines Morgens aufwachen und zu ihren Designern sagen - warum können Sie nicht einen Operationsverstärker entwerfen, der es jemandem ermöglicht, eine Verstärkungsstufe hinzuzufügen? es und erwarten, dass es stabil ist. Wenn sie das täten, würden die Designer sagen, dass sie die Leistung des Operationsverstärkers reduzieren müssten, damit er stabil ist – wie würde dieser Operationsverstärker auf dem Markt gegen alle Operationsverstärker antreten, die den vernünftigen Weg gehen und bauen weiter auf, worin sie gut sind.

Ihr Operationsverstärker oszilliert, weil Ihre Open-Loop-Verstärkung bei einer Frequenz größer als 1 ist, bei der die Phasenverschiebung 180 ° beträgt.

Der Operationsverstärker in Ihrer Schaltung treibt eine fast vollständig kapazitive Last an - das Gate des MOSFET.

Es gibt viele Möglichkeiten, dies zu korrigieren, indem nur ein gut platzierter Widerstand oder ein Kondensator verwendet wird. Es ist möglicherweise am besten, einen Vorwiderstand oder einen parallelen RC-Shunt oder ein Feedback-RC-Paar zu verwenden - alles hängt von der jeweiligen Schaltung ab.

Weitere Informationen hierzu finden Sie in diesem hervorragenden Artikel von Analog Devices .

HINWEIS: Dieser Beitrag wurde ausgiebig bearbeitet, um Tiefe und Klarheit hinzuzufügen. Beim Verfassen der ursprünglichen Antwort wurden viele Details berücksichtigt, die nicht enthalten waren, um die Dinge kurz zu halten. Hier wird die Haut des Diagnose- und Lösungsprozesses abgerissen, um zu zeigen, was unter der Oberfläche vor sich geht, und Substanz hinzuzufügen. Betrachten Sie es als eine Art Tagebuch der Analyse. Ich lasse die ursprüngliche Antwort für transparente Bearbeitungen intakt und füge Details in und nach altem Text hinzu.

Wie bereits erwähnt, interagiert die Ausgangsimpedanz des LM358 mit$C_{\text{iss}}$des FET, um einen Pol bei etwa 20 kHz zu platzieren. Da die Schleife dort noch viel Verstärkung hat, schwingt sie.

Redaktioneller Kommentar zur Diagnostik:

Woher kommt dieser 20-kHz-Pol?

Es ist nicht von$C_{\text{gs}}$, weil dieser Pol erst in MHz angezeigt wird. Dies ist ein Common-Source-Verstärker mit ohmscher Last ($R_{\text{14}}$im Drain und Widerstand im Gate-Schaltkreis (nennen wir es$R_g$). Die Position des dominanten Pols für diese Art von Verstärker ist ungefähr:

$F_p$~$\frac{1}{\text{2$\pi $} R_{14} C_{\text{gd}} g_{\text{fs}} R_g}$~$\frac{1}{\text{2$\pi $} \text{(1000)} \text{(150pF)} \text{(5)}\text{(10)}}$~ 21,2 kHz (nah genug)

Also kommt der Pol her$C_{\text{gd}}$die hier so wichtige Miller-Kapazität multipliziert mit der FET-Steilheit ($g_{\text{fs}}$) und Lastwiderstand ($R_{\text{14}}$). Führen Sie eine schnelle Summe der Schleifenphasenverschiebung durch, um festzustellen, dass Sie im besten Fall 45 Grad Phasenreserve bei 20 kHz erwarten würden (LM358 -90, IRF9530 -180 -45 = -315 Grad). Bereits bei 20 kHz ist der Phasenabstand bestenfalls das Minimum, das Sie jemals in Ihrer Schleife sehen möchten, nämlich 45 Grad und wahrscheinlich weniger. OK, bisher ist das ein totaler SWAG. Es ist wissenschaftlich, da ich einen wissenschaftlichen Taschenrechner zum Multiplizieren und Dividieren verwendet habe, und es ist eine wilde Vermutung, da ich mir das Datenblatt für den IRF9530 noch nicht angesehen und meine Erinnerung an den LM358 Zo nicht aufgefrischt habe. Es gibt einen schnellen Hinweis auf die wahrscheinliche Problemquelle für die OPs-Schaltung.

Auf der Suche nach den einfachsten Ideen, um die Situation zu verbessern:

Zuerst wurde versucht, eine einfache Lösung für die ursprüngliche Schaltung bereitzustellen, was zu den beiden untenstehenden Aussagen mit Aufzählungszeichen führte. Dies sind beide Pflaster-Ansätze, die nicht weit genug getrieben werden können, um einen bedeutenden Unterschied zu machen. Die Lektion hier (die ich bereits wissen sollte) ist, niemals Pflasterlösungen anzubieten, da sie sich nicht lohnen. Es gibt natürlich Möglichkeiten, den ursprünglichen Ansatz zu korrigieren, aber sie sind grundlegender und komplizierter.

Dann schlug ich (endlich) eine Source-Follower-basierte Schaltung als Ausgangspunkt für eine Lösung vor. Diese Idee ist solide, einschließlich der Integratorkappe und des FET$V_{\text{th}}$Vorbehalt. Warum das so ist, werde ich im nächsten redaktionellen Kommentar nach dem Source-Follower-Schema zeigen.

Ein paar Anmerkungen zu der von mir vorgeschlagenen Schaltung:

• R1 in Reihe mit dem Gate ist nur eine Annehmlichkeit. In Schaltungen wie dieser ist es sehr üblich, das Gate zur Fehlersuche oder zum Testen zu isolieren. Das Auftauchen eines Widerstands dauert 5 Sekunden. Das Anheben des Kabels eines TO-220 ist viel weniger bequem, tun Sie es mehr als ein paar Mal und Sie können sogar ein Pad anheben. Wenn Sie ein oberflächenmontiertes Teil verwenden, müssen Sie ohne den Widerstand den FET entfernen.

• Ich zeige einen 1kOhm-Widerstand für R15. In Anbetracht der Ausgangsimpedanz des LM358 würde ich jedoch wirklich nichts weniger als 10 kOhm verwenden ... und könnte sogar bis zu 50 kOhm gehen.

Du könntest es versuchen:

• Absenken der Ausgangsimpedanz des Verstärkers (stark) durch Hinzufügen eines Emitterfolgerpuffers am Verstärkerausgang.
• Isolieren Sie die$C_{\text{iss}}$des FET, indem Sie einen Widerstand in Reihe mit der FET-Quelle schalten (zwischen dem FET und Vin. Dies wäre eine Art Pflasteransatz.

Da der + Eingang des Verstärkers als negativer Rückkopplungspunkt verwendet wird, haben Sie die Dinge kompliziert. Normalerweise möchten Sie den OpAmp als Integrator mit einem Rückkopplungskondensator vom OpAmp-Ausgang zum -Eingang verwenden. Auf diese Weise könnten Sie den Crossover-Punkt des Verstärkers so steuern, dass der durch die FET-Kapazität verursachte Phasenverlust unbedeutend ist oder kompensiert werden kann.

Sie könnten mit so etwas beginnen:

Wählen Sie aus Stabilitätsgründen einen Wert für C10, der bewirkt, dass die Verstärkerverstärkung bei 1 kHz oder weniger die Nullverstärkung überschreitet. Mit einem FET können Sie bei keiner Last am Ausgang mehr als etwa 3 V erhalten. In diesem Fall müssten Sie einen BJT oder einen höheren Vin verwenden.

Redaktioneller Kommentar zur Source-Follower-Lösung:

So dachte ich über eine grundlegende Designlösung nach.

Was wissen wir darüber, was Svilches mit seiner Schaltung vorhat? Nun, er möchte 7 V verwenden, um bis zu 5 V mit einer Last von bis zu 1 Ampere bereitzustellen, und er möchte, dass die Ausgangsspannung einer Steuerspannung folgt (die er als Referenzspannung bezeichnet). Grundsätzlich wird ein linear einstellbares Netzteil mit einem LM358-Operationsverstärker zur Schleifenfehlerkompensation benötigt, und es gibt nur 2 Volt Headroom (das wird ein Problem für den LM358 sein).

Wir wissen nicht, welche Art von Modulation die Referenz steuert. Wird es eine Rampe, ein Sinus oder vielleicht eine Puls- oder Schrittmodulation sein? Schritt ist das Schlimmste, obwohl es keine so große Sache ist, wenn Sie es planen, also stellen Sie sich vor, dass sich die Referenzeingabe in Schritten bewegt.

Wir wissen auch nicht viel über die Last. Ist es Dauerstrom oder gepulst? Nun, Svilches ist darüber vage ... braucht nur bis zu 1 Ampere. Aber normalerweise sind schlecht definierte Lasten nicht konstant, also erwarte ich auch hier Pulse. Da dies ein Netzteil ist, bin ich überrascht, dass ich keine Ausgangskapazität sehe ($C_o$) in der Schaltung ... aber dazu kommen wir später.

Zwei grundlegende Wege zu gehen:

Kompensieren Sie entweder die gemeinsame Source-Schaltung so, dass sie stabil ist, oder schalten Sie auf eine Source-Follower-Schaltung um. Die erste Option hat viele Vorteile, ist aber komplizierter, und ich suchte nach der schnellsten und am wenigsten komplizierten Lösung. Die zweite Option, der Source-Follower, ist ein einfacheres Design, da er eingeschränkt ist. Mit eingeschränkt meine ich den Wechsel von einem Durchgangselement, das Strom puffert und eine Spannungsverstärkung hat, zu einem, das Strom puffert und (mit Ausnahme von besonderen Umständen, die durch parasitäre Elemente definiert sind) eine Spannungsverstärkung von Eins hat. Der Vorteil der Common-Source-Schaltung besteht darin, dass es sich um eine Low-Drop-Lösung handelt, die Sie mit einem Source-Follower-Verstärker verlieren. Der einfache Ausgangspunkt ist also der Quellenfolger.

Probleme mit einer Source-Follower-Endstufe hier:

• Nur 2 V Headroom bedeutet wirklich wenig$V_{\text{th}}$FET. Auch mit$V_{\text{ds}}$von 2 V und Strom kleiner als 1 A,$g_{\text{fs}}$wird niedrig sein und$C_{\text{gd}}$wird hoch sein.
• Mit einem LM358. Der Ausgang des LM358 hat Probleme, die Ausgangsimpedanz ist hoch und kommt mit kapazitiver Belastung nicht gut zurecht (ich werde das gleich noch ausführlicher behandeln). Außerdem kommt der Ausgang des LM358 der 7-V-Schiene nicht näher als 1,2 V, sodass nur 0,8 V für den FET übrig bleiben$V_{\text{gs}}$(Schauen Sie sich Abb. 10 des LM358-Datenblatts an, um zu sehen, dass dies wahr ist). Wie ich ursprünglich betont habe, erwarten Sie bei dieser Schaltung nicht mehr als 3 V an der Source eines Standard-FET. Seien Sie auch nicht zu aufgeregt, einen BJT zu verwenden, da bei 5 mA in der Basis die maximale Ausgabe des OpAmp 5,6 V beträgt, also a$\beta$von mindestens 200 benötigt werden und das ist mit$V_{\text{ce}}$von 2V. Diese P-Kanal-Endstufe sieht immer besser aus, aber wir machen weiter mit dem Source-Follower. Randnotiz zum LM358: National Semiconductor mochte diesen Verstärker so sehr, dass er in mindestens 3 Produktlinien LM124 (ein Quad), LM158 (ein Dual) und LM611 (ein Single mit Referenz) aufgenommen wurde. Datenblätter für den LM124 und LM158 sind nicht allzu klar in Bezug auf die Leistung in der Nähe von Frequenzweichen, aber das LM611- Datenblatt ist großartig ... siehe insbesondere die Abbildungen 29, 30, 35 und 36. Oh, und wenn Sie schon beim LM611-Datenblatt sind, haben Sie a Schauen Sie sich die Beispielschaltungen an, die Integratorkappen um den OpAmp herum haben.

Um Zeit zu sparen und die Dinge am Laufen zu halten, können wir das so tun$V_{\text{th}}$ist OK und nutze ergänzend zum IRF9530 den IRF520 als Modellpasselement.

Aus dem Datenblatt für den IRF520 sehen wir z$V_{\text{ds}}$von 2V Strom ca. 1A das$g_{\text{fs}}$~ 1 und$C_{\text{gd}}$~ 150 pF. Nun, einer der Vorteile des Source-Follower-Verstärkers ist, dass er wegfällt$C_{\text{gs}}$Laden, das der OpAmp sehen wird (zumindest bis kapazitives Laden zur Quelle hinzugefügt wird ... dann ist es eine andere Geschichte). Es ist$C_{\text{gd}}$Sie müssen sich dessen bewusst sein.

$C_{\text{gd}}$bietet immer noch direktes Laden von 150 pF (für den IRF520) in den OpAmp-Ausgang, ein OpAmp, der bereits Probleme mit 50 pF hat. Schauen Sie sich Abb. 8 des LM358-Datenblatts an. Dort sehen Sie die gepulste Antwort des Kleinsignal-Spannungsfolgers des LM358 mit einer Last von 50 pF. Es zeigt ein Überschwingen des 1,3-fachen des Schritteingangs, und das bedeutet, dass der Phasenabstand des Verstärkers 45 Grad beträgt.

Wenn die Verstärkung auf 20 dB/Dekade fällt, beträgt die Phase 90 Grad, wenn der nächste einfache Pol eine Dekade entfernt ist. Ein einfacher Pol verursacht eine Phasenverschiebung von 90 Grad über 2 Dekaden, zentriert mit einer Verschiebung von 45 Grad am Pol.

Es gibt also effektiv einen Pol an der Übergangsfrequenz, wenn der Verstärker eine Last von 50 pF hat. Dies ist wahrscheinlich eine Kombination aus dem Pol, der durch die Verstärkerausgangsimpedanz und -kapazität verursacht wird, und den höheren Frequenzpolen, die in der Verstärkerantwort vorhanden sind und sich summieren, um die zusätzliche Phasenverschiebung beizutragen. Es spielt jedoch keine Rolle, wie die gesamte Phasenverschiebung dorthin gelangt ist, was zählt, ist, dass ein Teil davon direkt dem Pol zugeschrieben wird, der durch die Ausgangsimpedanz des Verstärkers und die kapazitive Belastung verursacht wird. 45 Grad mit 50 pF Last. Aber,$C_{\text{gd}}$beträgt 150 pF, wodurch die effektive Polfrequenz um etwa 1,5 Oktaven nach hinten verschoben wird (eigentlich 1,6 Oktaven, aber warum über 0,1 Oktaven streiten). 1,5 Oktaven sind ungefähr 20 Grad Phasenverschiebung wert, sodass der Verstärker jetzt nur noch 25 Grad Phasenreserve hat. Wenn ein Phasenspielraum von 45 Grad zu einem Überschwingen von 1,3 führt, wie viel Überschwingen wäre bei einem Phasenspielraum von 25 Grad zu erwarten?

Hier ist ein Diagramm der Schrittüberschreitung gegenüber der Phasenreserve bei offenem Regelkreis für einen Einheitsverstärkungsverstärker mit Einheitsrückkopplung.

Suchen Sie 25 Grad Phasenrand im Diagramm und stellen Sie fest, dass er einem Überschwingen von etwa 2,3 entspricht. Für diese Source-Follower-Schaltung mit einem IRF520 würden Sie erwarten, dass ein Stufeneingang von 100 mV bei der Referenzspannung ein Überschwingen von 230 mV zusätzlich zu seiner 100-mV-Antwort verursacht. Dieses Überschwingen würde sich über einen längeren Zeitraum in ein Klingeln bei etwa 500 kHz verwandeln. Ein Stromimpuls am Ausgang hätte einen ähnlichen Effekt eines großen Überschwingens, gefolgt von einem Klingeln bei etwa 500 kHz. Dies wäre für die meisten Menschen eine unannehmbar miese Leistung.

Wie könnte all das Klingeln reduziert werden? Erhöhen Sie die Phasenreserve. Der einfachste Weg, den Phasenabstand zu erhöhen, besteht darin, eine Integratorkappe um den Verstärker innerhalb der Einheitsrückkopplungsschleife hinzuzufügen. Ein Phasenabstand von mehr als 60 Grad würde das Klingeln eliminieren, und Sie können dies erreichen, indem Sie die Opamp-Verstärkung um etwa 6 dB reduzieren.

Ein wahrscheinliches Szenario

Denken Sie daran, dass dies im Grunde ein Netzteil ist. Hier ist ein wahrscheinliches Szenario, wenn der Source-Follower ohne Integrator-Cap gebaut wird. Am Ausgang tritt eine Störung oder ein Pulsieren auf, und die Schaltung klingelt. Der Benutzer wird das nicht mögen und der Quelle etwas Kapazität hinzufügen. Vielleicht nur 0,1 uF. Da der Source des FET eine Kapazitätsladung hinzugefügt wird, ist gfs (ohnehin niedrig, weil niedrig$V_{\text{ds}}$) verlieren die Fähigkeit, sich zu vertuschen$C_{\text{gs}}$. Die kapazitive Last am Opamp-Ausgang beginnt von 150 pF zu steigen und bewegt sich in Richtung 500 pF. Das Überschwingen mit zusätzlicher Kapazität an der Quelle wird schlimmer. Das wird dem Nutzer auch nicht gefallen und er wird versuchen, die Quelle mit noch mehr Kapazität zu belasten. Wenn die Kapazität an der Quelle 1 uF erreicht hat, klingelt die Schaltung höchstwahrscheinlich nicht mehr ... sie schwingt.

Da ich erwarte, dass dem Ausgang der Schaltung eine Kapazität hinzugefügt wird, würde ich die Integratorkappe so dimensionieren, dass die Schleifenverstärkung um etwa 20 dB verringert wird.

Unter der Annahme, dass das Problem die kapazitive Last (Gate des MOSFET) ist, sind einige Ideen:

1. In Audioverstärkern ist der klassische Ansatz zum Schutz vor kapazitiven Lasten der Einbau einer Ausgangsinduktivität, oft in Reihe mit einem Widerstand. Nur eine Idee, die Sie im Hinterkopf behalten sollten: Vergessen Sie nicht die Induktivitäten als Mittel zur Isolierung von Kapazitäten.

2. Ist Ihnen schon einmal aufgefallen, dass die Datenblätter von linearen Spannungsreglern immer einen Bypass-Kondensator am Ausgang empfehlen? Dies hilft bei einer kapazitiven Last. Obwohl es wie ein Paradoxon erscheint, ist die Begründung, dass der absichtlich platzierte Kondensator eine höhere Kapazität hat, die die kleine Kapazität der Last überschwemmt, wodurch ein dominanter Pol bei einer niedrigeren Frequenz entsteht. Probieren Sie einen Kondensator zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers und Masse von 0,1 uF bis 1 uF aus.

3. Da Sie den +-Eingang für negative Rückkopplung verwenden, gibt es in dieser Schaltung eine große Chance, eine Miller-Kompensation in Form einer eher lokalen negativen Rückkopplungsschleife hinzuzufügen: einen Kondensator, der stattdessen vom Ausgang des Operationsverstärkers mit dem --Eingang verbunden ist von zu Boden.

4. Ihre Ausgangsstufe ist eine gemeinsame Quelle und hat daher Verstärkung! Der Operationsverstärker hat bereits eine Open-Loop-Verstärkung, und Sie fügen mehr in die Schleife ein. Stellen Sie sich eine Ausgangsstufe vor, die keine weitere Verstärkung hinzufügt: siehe Antwort von Andy Aka.

Hinweis: Der folgende Absatz ist etwas falsch, in dem Sinne, dass Ihre Idee mit einigen Optimierungen und in vielen Produkten, insbesondere PMOS-LDOs, funktionieren könnte (und funktioniert); siehe nachfolgendes Material. Ich lasse diesen Absatz jedoch hier, weil LvW darauf geantwortet hat.

Nun, kapazitive Last ist selbst in einer korrekt eingerichteten Schaltung ein schwieriges Problem, aber in Ihrer Schaltung [wie gezeichnet] geben Sie dem Operationsverstärker eine positive Rückmeldung! Dies wird selbst in der Simulation wie verrückt oszillieren ... mit den gleichen vorhergesagten 5 Vpp. Ja, die Schwingungsform ist in der Simulation etwas anders, aber was erwarten Sie ... keine Parasiten und LM358 hat ein ziemlich einfaches SPICE-Modell.

@LvW: Ich muss ein bisschen mehr darüber nachdenken, was genau passiert, aber ich sehe auch eine aktualisierte Grafik mit Vgate, die ebenfalls gezeichnet ist. Offensichtlich erreicht es niemals 5 V, sodass der Operationsverstärker niemals eine tatsächliche negative Rückkopplung sieht, wie dies bei diesem Design angeblich der Fall ist. Der Operationsverstärker funktioniert also im Grunde wie ein Komparator. Es gibt auch eine gewisse Phasenverschiebung zwischen diesen beiden Signalen, aber ich bin nicht davon überzeugt, dass dies die Ursache der Oszillation ist, sondern ich denke, es ist "beabsichtigt". Ich habe versucht, einen großen (1K, sogar 10K) Widerstand am Gate hinzuzufügen, und es schwingt immer noch gleich.

Grundsätzlich versuchen Sie, ein PMOS-LDO zu entwerfen ! Aber du machst es ziemlich falsch. Sie müssen dies mit einer Bypass-Kappe der richtigen Größe und ESR kompensieren! Außerdem würde ein PMOS-LDO die Rückkopplung über einen Spannungsteiler nehmen. Hier ist mein amateurhaftes LDO-Design:

Wie bei PMOS-LDOs üblich, ist der ESR der Ausgangsobergrenze kritisch und muss in einem bestimmten Band liegen. Schauen Sie zum Beispiel, was passiert, wenn ich es absenke; beginnt zu schwingen:

Wenn der ESR zu hoch ist, sind Sie wieder in Schwierigkeiten; Nun, für diese Last muss es ziemlich hoch werden, bevor es auf der anderen Seite des sicheren Bandes oszilliert:

Eigentlich ist das einzige kritische Element darin diese Entschädigungsobergrenze. Ein 10uF mit 0,1 Ohm ESR scheint für einen ziemlich großen Lastbereich von 1K bis 5 Ohm zu funktionieren (was Ihnen den gewünschten 1A-Ausgang geben würde):

Sie würden durch diese Obergrenze natürlich eine gewisse Bandbreitenbeschränkung erhalten.

Ihr Operationsverstärker ist wahrscheinlich nicht stabil, weil Sie eine kapazitive Last (Gate-Kapazität) ansteuern. Entfernen Sie C10 und verringern Sie den Wert von R15 auf mehrere zehn Ohm. Sie können auch versuchen, einen anderen Operationsverstärker zu verwenden. Das Datenblatt von LM358 sagt:

Kapazitive Lasten, die direkt an den Ausgang des Verstärkers angelegt werden, verringern die Schleifenstabilitätsspanne. Werte von 50 pF können unter Verwendung der Worst-Case-Verbindung mit nicht invertierendem Einheitsgewinn untergebracht werden. Große Regelkreisverstärkungen oder Widerstandsisolation sollten verwendet werden, wenn eine größere Lastkapazität durch den Verstärker getrieben werden muss.

Die Eingangskapazität des IRF9530 beträgt 500 pF, sodass Sie auf jeden Fall einen kleinen Widerstand zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers und das Gate des MOSFET schalten müssen.