Gleichstrommotoren mit MOSFETs und einem Mikrocontroller antreiben?

MOSFETs sollten für diese Anwendung sehr gut funktionieren. Hier sind einige Dinge zu beachten:

1:

Wenn Sie einen FET zum Ansteuern einer Last verwenden, können Sie entweder eine High-Side- oder eine Low-Side-Konfiguration wählen. High-Side platziert den FET zwischen der Stromschiene und der Last, und die andere Seite der Last ist mit Masse verbunden. In einer Low-Side-Konfiguration ist eine Leitung der Last mit der Stromschiene verbunden, und der FET ist zwischen Last und Masse positioniert:

Der einfachste Weg, Ihren Motor (oder eine andere Last) anzutreiben, ist die Verwendung eines N-Kanal-MOSFET in der Low-Side-Konfiguration. Ein N-FET beginnt zu leiten, wenn seine Gate-Spannung höher ist als seine Source. Da die Source mit Masse verbunden ist, kann das Gate mit normaler Ein-Aus-Logik angesteuert werden. Es gibt einen Schwellenwert, den die Gate-Spannung überschreiten muss ("Vth"), bevor der FET leitet. Einige FETs haben Vth im zweistelligen Voltbereich. Sie möchten einen N-FET mit "Logikpegel" und einer Schwelle, die erheblich unter Ihrer Vcc liegt.

Die Low-Side-FET-Konfiguration hat zwei Nachteile:

• Die Motorwicklung ist direkt mit der Stromschiene verbunden. Wenn der FET ausgeschaltet ist, ist die gesamte Wicklung "heiß". Sie schalten die Masse, nicht die Stromverbindung.

• Der Motor hat keinen echten Massebezug. Sein niedrigstes Potential ist um die Durchlassspannung des FET höher als Masse.

Beides sollte in Ihrem Design keine Rolle spielen. Sie können jedoch problematisch sein, wenn Sie sie nicht erwarten! Besonders bei Schaltungen mit höherer Leistung :)

Um diese Probleme zu überwinden, könnten Sie einen P-FET in der High-Side-Konfiguration verwenden. Die Ansteuerschaltung wird jedoch etwas komplexer. Das Gate eines P-FET-Schalters wird normalerweise auf die Stromschiene hochgezogen. Diese Stromschiene ist höher als die Vcc des uC, sodass Sie die E / A-Pins des uC nicht direkt mit dem Gate verbinden können. Eine gängige Lösung besteht darin, einen kleineren Low-Side-N-FET zu verwenden, um das Gate des High-Side-P-FET herunterzuziehen:

R1 und R3 existieren, um die FETs ausgeschaltet zu halten, bis Q2 angesteuert wird. Sie benötigen R3 auch in einer Low-Side-Konfiguration.

In Ihrem Fall wird Ihnen ein einfacher Low-Side-N-FET (mit R3) meiner Meinung nach besser dienen.

2:

Beachten Sie R2 im letzten Diagramm. Ein MOSFET-Gate fungiert als Kondensator, der sich aufladen muss, bevor der Drain-Source-Strom zu fließen beginnt. Wenn Sie zum ersten Mal Strom bereitstellen, kann es zu einem erheblichen Einschaltstrom kommen, daher müssen Sie diesen Strom begrenzen, um Schäden am Ausgangstreiber des uC zu vermeiden. Die Kappe sieht nur für einen Moment wie ein Kurzschluss aus, sodass keine große Fehlerspanne erforderlich ist. Ihr spezifischer Atmel kann beispielsweise 40 mA liefern. 3,3 V / 35 mA => 94,3 Ohm. Ein 100-Ohm-Widerstand funktioniert hervorragend.

Dieser Widerstand verlangsamt jedoch die Ein- und Ausschaltzeiten des FET, wodurch Ihre Schaltfrequenz nach oben begrenzt wird. Außerdem verlängert es die Zeitspanne, in der sich der FET im linearen Betriebsbereich befindet, wodurch Energie verschwendet wird. Wenn Sie mit hoher Frequenz schalten, kann dies ein Problem darstellen. Ein Indikator ist, wenn der FET zu heiß wird!

Eine Lösung für dieses Problem ist die Verwendung eines FET-Treibers. Sie sind effektiv Puffer, die mehr Strom liefern können und so das Gate schneller aufladen können, ohne dass ein Begrenzungswiderstand erforderlich ist. Außerdem können die meisten FET-Treiber eine höhere Leistungsschiene als die typische Vcc verwenden. Diese höhere Gate-Spannung verringert den Einschaltwiderstand des FET und spart zusätzliche Energie. In Ihrem Fall könnten Sie den FET-Treiber mit 3,7 V versorgen und ihn mit den 3,3 V des uC steuern.

3:

Schließlich sollten Sie eine Schottky-Diode verwenden, um sich vor Spannungsspitzen zu schützen, die durch den Motor verursacht werden. Tun Sie dies jedes Mal, wenn Sie eine induktive Last schalten:

Eine Motorwicklung ist eine große Induktivität, daher widersteht sie jeder Änderung des Stromflusses. Stellen Sie sich vor, dass Strom durch die Wicklung fließt, und dann schalten Sie den FET aus. Die Induktivität bewirkt, dass weiterhin Strom vom Motor fließt, wenn die elektrischen Felder zusammenbrechen. Aber es gibt keinen Platz für diesen Strom! Es schlägt also durch den FET oder macht etwas anderes, das genauso destruktiv ist.

Der parallel zur Last angeordnete Schottky gibt dem Strom einen sicheren Weg. Die Spannungsspitze ist bei der Durchlassspannung der Diode maximal, die für die von Ihnen angegebene nur 0,6 V bei 1 A beträgt.

Das vorherige Bild, eine Low-Side-Konfiguration mit Flyback-Diode, ist einfach, kostengünstig und ziemlich effektiv.

Das einzige andere Problem, das ich bei der Verwendung der MOSFET-Lösung sehe, ist, dass sie von Natur aus unidirektional ist. Ihr ursprünglicher L293D ist ein Mehrfach-Halbbrückentreiber. Dadurch ist es möglich, einen Motor in beide Richtungen anzutreiben. Bildgebung, die einen Motor zwischen 1Y und 2Y verbindet. Der L293D kann 1Y = Vdd und 2Y = GND machen, und der Motor dreht sich in eine Richtung. Oder es kann 1Y = GND und 2Y = Vdd machen, und der Motor dreht sich in die andere Richtung. Ziemlich praktisch.

Viel Glück und hab Spaß!

Hier ist, was ich mir für jeden MOSFET ansehen würde. Dies ist übrigens aus dem Datenblatt des 2SK4033: -

Sie sagen, 800 mA sind der durchschnittliche Strom, aber könnte dieser unter Last auf über 1 A ansteigen? Wie auch immer, bei 1 A und einer Gate-Treiberspannung von 3,3 V fällt der MOSFET um etwa 0,15 V an seinen Anschlüssen ab, wenn er eine 1-A-Last versorgt. Können Sie mit diesem Leistungsverlust (150 mW) leben, und was noch wichtiger ist, wenn die Batteriespannung unter 3 V fällt, können Sie mit dem Leistungsverlust leben, da die Gate-Spannung unvermeidlich abfällt.

Diese Frage können nur Sie beantworten. Es gibt bessere MOSFETs als diese, aber Sie müssen die tatsächlichen Lastströme für den Motor berechnen, den Sie erwarten.

BEARBEITUNGEN

Hier ist ein Chip, auf den ich gestoßen bin, der anstelle von MOSFETs sehr nützlich sein könnte. Es ist der DRV8850 von TI. Es enthält zwei Halbbrücken und das bedeutet, dass es zwei der 4 Motoren unabhängig antreiben kann, ohne dass die Freilaufdioden benötigt werden (der obere FET arbeitet tatsächlich als Synchrongleichrichter und dies reduziert natürlich die Verluste). Der Einschaltwiderstand für jeden FET beträgt 0,045 Ohm und ist mit 5 A bewertet (die Verlustleistung beträgt etwa 1,1 Watt). Angesichts der Tatsache, dass das OP etwa 1 A möchte, wird dies jedoch sehr trivial. Der Leistungsspannungsbereich beträgt 2 V bis 5,5 V, daher ist dies wiederum sehr gut geeignet: -

Da ein bürstenbehafteter Gleichstrommotor zum Einsatz kommt, braucht man nicht unbedingt eine H-Brücke als Antrieb. Nur in zwei Fällen ist eine H-Brücke wirklich erforderlich; müssen den Motor extern kommutieren (denken Sie zum Beispiel an bürstenlose PM-Motoren) oder den Spin umkehren müssen. Beides scheint hier nicht zuzutreffen. Die Verwendung eines Einzelrichtungs- oder Einzelquadrantenantriebs (SQD) würde das, was Sie zu tun versuchen, erheblich vereinfachen.

Der FET, den Sie verwenden möchten (2SK4033), passt nicht gut zu der verfügbaren Treiberspannung (Andy hat bereits darauf hingewiesen, warum), und wir werden später auf weitere Details zur Auswahl von FETs eingehen.

Antrieb von DC-Bürstenmotoren mit einem Single Quadrant Drive (SQD)

Meistens wird es darum gehen, einen FET als Steuerelement auszuwählen. Wir gehen von nur einer Drehrichtung aus, was bedeutet, dass ein Single Quadrant Drive (SQD) ausreicht. Für eine SQD kann entweder ein P-Kanal- oder ein N-Kanal-FET verwendet werden. Ein N-Kanal-Teil wäre ein Low-Side-Schalter, während ein P-Kanal-Teil ein High-Side-Schalter wäre. Die Kante würde zu einem N-Kanal-Teil gehen, da die Treiberschaltung etwas einfacher (eine Inversion weniger) wäre, einen geringeren Leitungsverlust für eine gegebene Chipgröße hätte und leichter niedrig zu finden wäre$V_{\text{th}}$Einheiten. Hier ist ein Schema eines einfachen SQD mit einem N-Kanal-FET.

Es sieht vielleicht nicht so aus, aber dies ist nur ein Buck-Leistungsmodulator, wie er verwendet wird, um Strom durch eine LED zu treiben. Nur hier gibt es statt einer LED in Reihe mit einer Induktivität eine Motor-EMK ($V_{\omega }$) und Wicklungsverlust ($R_{\text{wind}}$).$R_g$ist der Gesamtwiderstand des Gate-Schaltkreises, einschließlich des Widerstands im Treiber-, Verbindungs- und FET-Gehäuse (der gezeigte 100-Ohm-Wert wurde nur der Einfachheit halber gewählt, ohne wirklichen Grund).$R_{\text{pd}}$ist ein Pulldown-Widerstand da, nur um den FET ausgeschaltet zu halten, während die Stromversorgung anliegt.$V_b$Batteriespannung ist.$V{\text{drv}}$ist die Spannung vom FET-Treiber.

Ströme, Spannungen und teilweise Verlustleistung sind im Grunde die eines Bucks. Zur Vereinfachung gehen wir davon aus, dass der Motorwelligkeitsstrom vernachlässigbar ist, was für einen Welligkeitsstrom von weniger als 10 % des Motorstroms ziemlich genau zutreffen würde. Für Motorstrom ($I_m$) und einem bestimmten PWM-Tastverhältnis (DC) gibt es FET-Ströme (Peak$I_{d-pk}$, eff$I_{d-rms}$) und Diodenströme (Durchschnitt$I_{\text{cr-ave}}$) verwandt als:

• $I_{d-pk}$=$I_m$
• $I_{\text{d-rms}}^2$= Gleichstrom$I_m^2$
• $I_{\text{cr-ave}}$= (1-DC)$I_m$

Grundkriterien für die Auswahl eines FET (eine Art ABC der Auswahl eines FET):

• $V_{\text{DS}}$>$1.5 V_{\text{B-max}}$

$V_{\text{DS}}$weniger sollte es nicht sein, aber viel höher muss es auch nicht sein. Tatsächlich haben Teile mit höherer Spannung einen größeren Chip und die Gehäusegröße steigt über ~ 55 V.

• $V_{\text{th-max}}$<$\frac{V_{\text{Drv-min}}}{3}$

  Auswählen$V_{\text{th-max}}$Auf diese Weise erhalten Sie den vollen Nutzen aus der$R_{\text{ds}}$des Teils.

• $\text{$\Delta $T}_{J-A}$< 50C

  Der Wärmeanstieg ist wirklich wichtig. Es berücksichtigt alle Verluste ... Leitungsverlust, Gate-Verlust und Schaltverlust.

Musterteilauswahl nach 3 Kriterien:

In diesem Fall mit$V_{\text{B-max}}$= 3,7 V und$V_{\text{Drv-min}}$= 3,3 V, suchen Sie nach einem N-Kanalteil mit$V_{\text{DS}}$> 5,6 V und$V_{\text{th-max}}$< 1,1 V und eine Schätzung$R_{\text{DS}}$von ~ 40 mOhm kommen Sie einfach ins Stadion. Ich habe dies in den Digikey-Bildschirm eingefügt, aber jeder ähnliche Anbieter würde funktionieren. Es kamen mehrere Teile. Da es sich bei dem von Ihnen erwähnten Teil um Toshiba handelt, wählen Sie einen davon aus, um ihn sich weiter anzusehen.

• SSM3K123TU :$V_{\text{DS}}$= 20 V,$V_{\text{th-max}}$= 1V

Der nächste Schritt besteht darin, den Hitzeanstieg herauszufinden. Welche Art von Leistung kann dieses Teil aufnehmen und hat immer noch weniger als 50 ° C Anstieg? Dies ist ein kleines Teil, 2 mm x 2,1 mm. Wenn wir uns das Wärmewiderstandsdiagramm im Datenblatt (Blatt 5, Kurve c) ansehen, sehen wir das für das am wenigsten montierte Teil$R_{\text{th}}$konvergiert auf 500C/W. Für einen Anstieg von 50 °C muss die Leistung im FET also auf insgesamt 0,1 W begrenzt werden, damit das Teil akzeptabel ist. Die Leistung im FET ist die Summe aus Leitungsverlust und Schaltverlust:

$P_T$=$P_{\text{cond}}$+$P_{\text{sw}}$

wo

$P_{\text{cond}}$=$R_{\text{ds}}$Gleichstrom$I_m^2$

$P_{\text{sw}}$~$\frac{1}{2} I_m V_b F_{\text{PWM}} \left(\tau _f + \tau _r\right)$

Wenn der FET schaltet, passiert alles im Miller-Plateau. Um einen FET einzuschalten, wie z$V_{\text{gs}}$nimmt irgendwann zu$V_{\text{ds}}$wird anfangen zu fallen. Das ist der Beginn des Miller-Plateaus.$V_{\text{gs}}$bleibt bei dieser Spannung hängen (der Miller-Plateau-Spannung).$V_{\text{mp}}$) bis der FET eingeschaltet ist und$V_{\text{ds}}$0V erreicht. Die dafür benötigte Zeit ist die Abfallzeit der Schaltwellenform.

Das ist das Miller-Plateau für den SSM3K123. Sehen Sie es dort rot eingekreist? Sieht aus wie es etwa 4nC breit ist. Die Zeit, die der FET zum Schalten benötigt, ist also dieselbe Zeit, die die Gate-Ansteuerschaltung benötigt, um diese 4 nC der Miller-Plateau-Ladung (durch Verschiebungsstrom) zu verarbeiten ($Q_{\text{mp}}$). Der Strom im Treiber wird bestimmt durch ($V_{\text{mp}}$-$V_{\text{drv}}$)/$R_g$. Auch ungefähr so$V_{\text{mp}}$ist 1/2$V_{\text{drv}}$, damit:

$Q_{\text{mp}}$=$\frac{\tau V_{\text{drv}}}{2 R_g}$oder$\tau$=$\frac{2 R_g Q_{\text{mp}}}{V_{\text{drv}}}$=$\frac{2(100 Ohms) \text{(4nC)}}{\text{3.3V}}$= 242 nSek

Zeit für einige operative Annahmen. Die Umgebungstemperatur beträgt 50 °C (die maximale FET-Chip-Temperatur beträgt also 100 °C), die PWM-Frequenz beträgt 20 kHz (weil niedrigere Frequenzen hörbar sind und 5 kHz bis 10 kHz wirklich nur widerlich sind), die Einschaltdauer (DC) beträgt 90 % und der Motorstrom ($I_m$) beträgt 1,2A. Von dem$R_{\text{ds}}$gegenüber der Temperaturkurve auf Seite 3 des Datenblatts sehen wir, dass bei 100 ° C,$R_{\text{ds}}$beträgt 33 mOhm. Jetzt können wir den Leistungsverlust im FET berechnen.

$P_T$=$0.9 \text{(33mOhm)} \text{(1.2A)}^2$+$\text{(3.3V)} \text{(1.2A)} \text{(242nSec)} \text{(20kHz)}$= 36 mW + 19 mW = 55 mW

Unter diesen Bedingungen liegt der FET-Wärmeanstieg also bei etwa der Hälfte der Grenze von 100 mW. Eigentlich,$I_m$könnte 1,65 A betragen und der FET wäre immer noch im Wärmeanstiegsbudget.

Loose Enden

• Platzieren Sie die Antriebsschaltung und die Schalter in der Nähe des Motors.

• Während es für das Mikro möglich sein kann, den FET direkt anzusteuern, ist ein Treiber zum Schutz des Mikros eine gute Idee (etwas wie ein NC7WZ16 könnte hier funktionieren).

• Der Widerstand des Gate-Schaltkreises wird zu einer Übung in der Impedanzanpassung. Der niedrigste Widerstand des Gate-Schaltkreises sollte die charakteristische Impedanz des parasitären L des Gate-Schaltkreises und des FET sein$C_{\text{iss}}$. Hier ist eine frühere Frage, die mehr ins Detail geht und hilfreich sein kann.

• Wählen Sie eine Diode mit derselben Nennspannung wie der FET und einer Stromstärke, die höher als das Maximum ist$I_m$. Ein Schottky hat einen geringeren Verlust, aber wenn der FET-Arbeitszyklus> ~ 70% beträgt, spielt es keine Rolle, ob stattdessen eine Schaltdiode verwendet wird.