Bestimmung der Open-Loop-Verstärkung eines Verstärkers in LT-Spice mit einer transienten Simulation

Question

Bestimmung der Open-Loop-Verstärkung eines Verstärkers in LT-Spice mit einer transienten Simulation

Spannungsspitze

Normalerweise würde ich ein Verstärkerdesign in SPICE mit einer Methode wie dieser testen:

Quelle: Open-Loop-Verstärkung der analogen Spitzen

Ich würde eine .acSimulation durchführen und das Ergebnis grafisch darstellen.

Der Verstärker, den ich entwerfen möchte, ist ein Chopper, und daher .acfunktionieren Sims nicht, da ich die Open-Loop-Verstärkung bei DC finden muss und mein DC-Signal moduliert wird. Dies beschränkt mich auf eine .tranSimulation.

Wie kann ich in SPICE eine DC-Open-Loop-Verstärkung mit einem Chopping-Verstärker finden?

Im Moment verwende ich eine Sweeping-B-Quelle als Eingang
V=1*sin(2 * pi * time * (1 + (2 * time)))und eine transiente Simulation, und wenn ich den Ausgang beobachte, gibt er mir nicht die richtige Open-Loop-Verstärkung in der Nähe von DC.

Dies ist die für die Simulation interessante Schaltung:

Echte Frage

Meine eigentliche Frage ist, wie ich die DC-Verstärkung im offenen Regelkreis für diese Schaltung finde (auf Papier und in Spice)?

Andi aka

Echte Antwort: Lesen Sie das Datenblatt und entwerfen Sie Ihre Endzielschaltung so, dass sie nicht auf Einschränkungen in der Open-Loop-Verstärkung angewiesen ist !! Ich schätze, Sie werden mit etwas Interessantem antworten. Dieser Operationsverstärker ist übrigens kein Chopper.

Spannungsspitze

Welcher Operationsverstärker ist kein Chopper? Der obere ist kein Chopper, das soll zeigen, wie ich normalerweise eine Open-Loop-Simulation ausführen würde. Die Schaltung unten ist ein Chopper, der Eingang ist "zerhackt". Es funktioniert nicht wie moderne Verstärker, die beide Eingänge bei einer Schaltfrequenz negieren (es hat nur einen Eingang, kann es also nicht), aber es passt immer noch unter die Definition eines Chopping-Verstärkers.

Andi aka

OK, das verstehe ich, aber ist die Open-Loop-Verstärkung nicht aus den Datenblättern des Operationsverstärkers berechenbar? Ich habe Mühe, Ihr Problem zu sehen.

Spannungsspitze

Nein, es geht tiefer. Weil die Verstärker in der Schaltung nicht in einer Open-Loop-Konfiguration sind. Eine Möglichkeit wäre, die Übertragungsfunktion jedes Stücks zu berechnen (die erste Stufe hat eine AC-Verstärkung von 120 dB oder 10 ^ 5). Der Integrator ist ein guter Integrator mit etwa 30 dB bis 40 dB bei 0,01 Hz und 0 dB bei ~ 10 Hz.

Spannungsspitze

Angenommen, Sie haben beide Operationsverstärker mit voller Open-Loop-DC-Verstärkung genommen, Sie würden 10 ^ 10 erhalten. Ich vermute, dass die Open-Loop-Verstärkung in dieser Schaltung auf der Bank gemessen wurde. Wenn ich jetzt darüber nachdenke, müsste ich eine Kommunikationstheorie anwenden (womit ich nur wenig Erfahrung habe), um mit der Modulation umzugehen.

jonk

@laptop2d Die DC-Verstärkung für einen idealen Integrator ist unendlich. In der Praxis ist es natürlich die Open-Loop-Verstärkung des Operationsverstärkers selbst. Und das ist nur ein Abschnitt Ihrer Schaltung. Möchten Sie auch die Open-Loop-Verstärkung berechnen, während Sie gleichzeitig die Schalter des LTC201 bedienen? Ich denke über die Notwendigkeit von Middlebrooks Methoden nach, aber wenn Sie ein bestimmtes Closed-Loop-Feedback darauf anwenden, wenden Sie seine Methoden an und verwenden Sie .measure-Befehle und extrapolieren Sie dann rückwärts, um die Open-Loop-Verstärkung zu finden. Aber ich spreche vielleicht auch durch meinen Hut. Das ist nur mein erster Gedanke, das ist alles. +1 für das Q.

ein besorgter Bürger

@laptop2d Werfen Sie einen Blick in den Ordner von LTspice Educational/FRA. Es gibt einige Ansätze zur Bestimmung der Schleifenverstärkung in .TRAN, aber es kann erforderlich sein, dass Ihr Simulationsschritt proportional zur gemessenen Frequenz variiert, um eine bessere Auflösung zu erzielen (sollte nicht schwer sein, dies mit

.param's, but it will take a toll in time). You may need to run for more than 1 period for even better results. If you can, also check out Yahoo Group's

Files/adventures_with_analog` (IIRC) zu tun, es gibt auch ein FRA drin, der ähnliche Ziele hat, aber möglicherweise nur mit fester Abtast- / Schaltfrequenz funktioniert.

ein besorgter Bürger

@laptop2d Ich wollte das sagen, aber ich habe es vergessen und war schon auf dem Weg nach draußen. Auch in Examplesfinden Sie LoopGain.ascund LoopGain2.asc, wo Sie im Vergleich zu Ihrem ersten Bild einen einfacheren Weg finden.

Antworten (2)

Bestimmung der Open-Loop-Verstärkung eines Verstärkers in LT-Spice mit einer transienten Simulation

Echte Antwort: Lesen Sie das Datenblatt und entwerfen Sie Ihre Endzielschaltung so, dass sie nicht auf Einschränkungen in der Open-Loop-Verstärkung angewiesen ist !! Ich schätze, Sie werden mit etwas Interessantem antworten. Dieser Operationsverstärker ist übrigens kein Chopper.
Welcher Operationsverstärker ist kein Chopper? Der obere ist kein Chopper, das soll zeigen, wie ich normalerweise eine Open-Loop-Simulation ausführen würde. Die Schaltung unten ist ein Chopper, der Eingang ist "zerhackt". Es funktioniert nicht wie moderne Verstärker, die beide Eingänge bei einer Schaltfrequenz negieren (es hat nur einen Eingang, kann es also nicht), aber es passt immer noch unter die Definition eines Chopping-Verstärkers.
OK, das verstehe ich, aber ist die Open-Loop-Verstärkung nicht aus den Datenblättern des Operationsverstärkers berechenbar? Ich habe Mühe, Ihr Problem zu sehen.
Nein, es geht tiefer. Weil die Verstärker in der Schaltung nicht in einer Open-Loop-Konfiguration sind. Eine Möglichkeit wäre, die Übertragungsfunktion jedes Stücks zu berechnen (die erste Stufe hat eine AC-Verstärkung von 120 dB oder 10 ^ 5). Der Integrator ist ein guter Integrator mit etwa 30 dB bis 40 dB bei 0,01 Hz und 0 dB bei ~ 10 Hz.
Angenommen, Sie haben beide Operationsverstärker mit voller Open-Loop-DC-Verstärkung genommen, Sie würden 10 ^ 10 erhalten. Ich vermute, dass die Open-Loop-Verstärkung in dieser Schaltung auf der Bank gemessen wurde. Wenn ich jetzt darüber nachdenke, müsste ich eine Kommunikationstheorie anwenden (womit ich nur wenig Erfahrung habe), um mit der Modulation umzugehen.
@laptop2d Die DC-Verstärkung für einen idealen Integrator ist unendlich. In der Praxis ist es natürlich die Open-Loop-Verstärkung des Operationsverstärkers selbst. Und das ist nur ein Abschnitt Ihrer Schaltung. Möchten Sie auch die Open-Loop-Verstärkung berechnen, während Sie gleichzeitig die Schalter des LTC201 bedienen? Ich denke über die Notwendigkeit von Middlebrooks Methoden nach, aber wenn Sie ein bestimmtes Closed-Loop-Feedback darauf anwenden, wenden Sie seine Methoden an und verwenden Sie .measure-Befehle und extrapolieren Sie dann rückwärts, um die Open-Loop-Verstärkung zu finden. Aber ich spreche vielleicht auch durch meinen Hut. Das ist nur mein erster Gedanke, das ist alles. +1 für das Q.
@laptop2d Werfen Sie einen Blick in den Ordner von LTspice Educational/FRA. Es gibt einige Ansätze zur Bestimmung der Schleifenverstärkung in .TRAN, aber es kann erforderlich sein, dass Ihr Simulationsschritt proportional zur gemessenen Frequenz variiert, um eine bessere Auflösung zu erzielen (sollte nicht schwer sein, dies mit .param's, but it will take a toll in time). You may need to run for more than 1 period for even better results. If you can, also check out Yahoo Group's Files/adventures_with_analog` (IIRC) zu tun, es gibt auch ein FRA drin, der ähnliche Ziele hat, aber möglicherweise nur mit fester Abtast- / Schaltfrequenz funktioniert.
@laptop2d Ich wollte das sagen, aber ich habe es vergessen und war schon auf dem Weg nach draußen. Auch in Examplesfinden Sie LoopGain.ascund LoopGain2.asc, wo Sie im Vergleich zu Ihrem ersten Bild einen einfacheren Weg finden.

ein besorgter Bürger · Answer 1

Sie könnten in Phasen aufteilen und separat betrachten. Erstens beträgt die Abtastung 925 Hz, sodass alles über f0/2 einfach ignoriert wird. Zweitens gibt es zwei Pfade, die von jedem der beiden Schalterpaare vorgegeben werden, $Q$ Und $\overline{Q}$ .

Die erste Stufe wäre der Eingang RC, das ist einfach: fc~528kHz, als flach betrachten. Wenn $Q$ ist aktiv, Eingang ist aktiv, sonst Ausgang ist aktiv; beide gehen direkt in die JFETs.

Dann gibt es den differenziellen nJFET zusammen mit A1(sie teilen sich das Rückkopplungsnetzwerk). Da die JFETs keine Kondensatoren um sich herum haben und da ihre Parasiten höchstwahrscheinlich weit über Nyquist hinausgehen würden, wird davon ausgegangen, dass sie eine flache Reaktion haben, während das Rückkopplungsnetzwerk sagt, dass Sie einen Pol haben $\frac{1}{2\pi 10\text{k}1\mu}\approx 16\text{Hz}$ , mit $Av=\frac{10\text{Meg}}{10\text{k}}=60\text{dB}$ und eine Null bei $\frac{1}{2\pi 10\text{Meg}1\mu}\approx 16\text{mHz}$ , $Av=0\text{dB}$ . Oder schreiben Sie seine Übertragungsfunktion als Shelf-Highpass (mit R ₂ =10Meg, R ₁ =10k, C=1 $\mu$ ):

H_{1} (S) = \frac{R_{2}}{R_{1}} \frac{S}{S + \frac{1}{R_{1} C}}

$H_1(s)=\frac{R_2}{R_1}\frac{s}{s+\frac{1}{R_1 C}}$

Es gibt mindestens einen Pol des Operationsverstärkers, der jenseits von Nyquist liegt und ignoriert wird.

Die letzte Stufe ist der Integrator plus oder minus der 1 $\mu$ F-Kappe + Schalter. Ihr R _DSon wird im Vergleich zu R _DSoff als zu niedrig angesehen . Wenn $Q$ , A2Der Eingang von ist geerdet, sein Ausgang ist die Entladung der Rückkopplungskappe. Wenn $\overline{Q}$ , Eingang ist ein passiver Hochpass mit C und R _DSon , abgeschlossen mit R _DSoff , der normalerweise viel höher als 240k ist, daher wird der Ausgang durch den Eingang des Integrators beeinflusst, was auch die Gesamtübertragungsfunktion ändert. An dieser Stelle rufe ich LTspice zu Hilfe und es stellt sich heraus, dass die relevante Übertragungsfunktion die eines Hochpasses mit fc deutlich unter 1mHz (~159 $\mu$ Hz unter Berücksichtigung von R _DSoff = 1G $\Omega$ ), zusammen mit einem Regaltiefpass, bei dem nur der Pol unter Nyquist liegt, bei ~325 Hz (ziemlich nahe bei 462,5 Hz), sodass Sie schreiben könnten:

H_{2} (S) = \frac{S}{S + \frac{1}{R_{D S Ö F F} C}} \frac{\frac{1}{R_{1} C}}{S + \frac{1}{R_{1} C}}

$H_2(s)=\frac{s}{s+\frac{1}{R_{DSoff}C}}\frac{\frac{1}{R_1 C}}{s+\frac{1}{R_1 C}}$

Die Gesamtverstärkung im offenen Regelkreis sollte sein $H_1(s)H_2(s)$ , je nachdem welcher Pfad aktiv ist, $Q$ , oder $\overline{Q}$ .

Tony Stewart EE75 · Answer 2

Spannungsverstärkung im geschlossenen Regelkreis = Av = R2 / R1 Also Acl = von 1e3 auf 1e ändern? und Offsetfehlerreduktion vergleichen, um DC-Verstärkung zu erhalten. Injizieren Sie einen DC-Eingangs-Offset-Fehler, wenn nicht genug vorhanden ist.

Wir erwarten, dass der DC-Offset-Fehler durch die Rückkopplung Aol/Av verringert wird, sodass eine deutliche Erhöhung von Av den Offset-Fehler erhöhen sollte, also Aol = Av*Vo-Offset

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