Biasing-Hochfrequenz-BJT-Kaskodenverstärker

Breitbandverstärker sind sowohl vom Design als auch von der praktischen Umsetzung her eine Herausforderung: Die Kaskodenstufe ist keine Ausnahme, und im Folgenden versuche ich, die gestellte Frage zu beantworten.

1) Ich habe [hier][3] und [hier][4] einige praktische Ratschläge gefunden, die Folgendes sagen:

[I] In der realen Welt wird für Frequenzen über 2 MHz eine zweite Emitterfolger-Pufferstufe benötigt, um eine Belastung der Ausgangsstufe und einen reduzierten Frequenzgang zu verhindern. Die Kapazität selbst einer 1-MHz-Oszilloskopsonde senkt die Frequenz dieses Verstärkers auf 2 MHz. Um den Frequenzgang auf einem Oszilloskop zu messen, messen Sie am Ausgang der Kaskode durch einen Puffer.

Meinen sie einen dritten BJT?

Ja: Genau, der Ratschlag lautet, am Ausgang des Kaskadenverstärkers eine sehr hochohmige Pufferstufe einzusetzen , um die nicht zu belasten$Q_2$BJT mit dem Scope-Eingangskondensator, der mindestens weitere 20pF hinzufügt$C_L$. Tatsächlich sieht die Kaskodenstufe eine Lastimpedanz

$$Z_L(s)=(R_C\parallel R_L )\parallel s(C_{cb}+C_L)^{-1}\simeq (R_C\parallel R_L) \parallel sC_L^{-1}\tag{1}\label{1}$$ Zwei Beobachtungen zu dieser Formel:

• Die$C_{cb}$die parasitäre Kapazität kann vernachlässigt werden, da sie für die Kaskodenschaltung nicht dem Miller-Effekt unterliegt : Dies ist de facto der Hauptvorteil dieser Schaltung bei der HF-/Breitbandverstärkung.
• Aufgrund ihrer sehr hohen Ausgangsimpedanz wird das Eigenspannungsverstärkungs-Frequenzverhalten der Kaskodenstufe durch bestimmt$\eqref{1}$durch die folgende Gleichung: $$A_i(s)=\frac{v_o}{v_{b_{Q_1}}}\simeq g_{m_{Q_1}}\alpha_{Q_2}Z_L(s)\tag{2}\label{2}$$ Wo$g_{m_{Q_1}}$ist die gemeinsame Emitter-Steilheit von$Q_1$Und$\alpha_{Q_2}=\beta_{Q_2}/\big(\beta_{Q_2}+1\big)$ist die gemeinsame Basisstromverstärkung von$Q_2$.

Nun, aufgrund der starken Abhängigkeit von der Ausgangskapazität des Wertes der Lastimpedanz$\eqref{1}$und der intrinsische Gewinn$\eqref{2}$, sollten Sie die Schaltung mit einer Sonde so gering wie möglich belasten, was durch Verwendung einer der folgenden Pufferstufen erreicht werden kann:

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Diese beiden nahezu einheitlichen Verstärkungsstufen wirken als Impedanztransformatoren, die den Hochimpedanzknoten koppeln$v_o$an den Oszilloskopeingang mit relativ hoher Kapazität. Ich bevorzuge Lösung b), die einen JFET verwendet, da es einfacher ist, vorzuspannen: die$I_{bb}$Der Basis-Bias-Stromgenerator ist nicht einfach zu entwerfen, während der JFET nur einen hochwertigen Bias-Widerstand benötigt, der mit der gemeinsamen DC-Masse verbunden ist.

2) Die folgende Schaltung eines anderen Schülers erreicht die gewünschte Verstärkung (23 +/- 0,5 dB), aber bei der Implementierung war die Verstärkung halb ! Wir löten unsere Schaltungen auf Perfboard. Die Zuleitungen sind kurz gehalten. Unser Professor schlug vor, umliegende Stifte zu erden. Irgendwelche anderen praktischen Vorschläge oder Designtipps?

Das Problem ist, dass$C_2$ist bei den Arbeitsfrequenzen der Schaltung kein Kondensator mehr . Der gewählte Wert von$100\mu\mathrm{F}$für den Emitter-Entkopplungskondensator$C_2$impliziert, dass es sich um einen Elektrolytkondensator handeln sollte, und das ist nachteilig, da er, selbst wenn ein teures Modell verfügbar wäre, vielleicht nur bis zum unteren Ende der Bandbreite (500 kHz) als Kondensator arbeiten würde: Bei höherer Frequenz wird das Gerät funktionieren sich wie ein Induktor verhalten und eine Emitterrückkopplung einführen, die seine Verstärkung schnell reduziert. Genau bei solchen Frequenzen, dass die Streuinduktivität von$C_2$hat seine Impedanz weit über gestiegen$R_2$, dh

$$Z_{C_2}\gg R_E$$ der Emittent von$Q_2$sieht wieder$R_E$wie es für die DC-Vorspannung ist. Die Schaltung verhält sich wie eine „Split-Load“-Stufe, deren Verstärkung ist $$A_i(s)\simeq\frac{R_C\parallel R_L}{R_2}< 0.754$$ Auch aus einem analogen (wenn nicht dem gleichen) Grund$C_4$hat eine nachteilige Wirkung, indem ein unerwünschter Rückkopplungspfad von der Basis eingeführt wird$Q_2$zur Basis von$Q_1$. Um dieses Problem zu lösen, verwenden Sie für beide noch niedrigere Kapazitätswerte$C_2$Und$C_4$, verwenden Sie jedoch HF - Keramikkondensatoren .

3) Ich habe die Schaltung unten entworfen, um eine höhere Verstärkung zu erreichen (da die Verstärkung des Schülers oben, implementiert, eine zu niedrige Verstärkung hatte). Meine Vorspannungsberechnungen für R1 und R2 sind jedoch Vermutungen und Überprüfungen in der B2.SPICE-Simulation. R1+R2+R3 = Vcc/I_CQ. Also R_th = 900 Ω. Und R3 = V_CE/I_CQ = 75Ω. Obwohl ich das Gefühl habe, dass ich höhere Widerstände (in kΩ) verwenden sollte als das, was ich in anderen Designs gesehen habe. Warum sollte ich?

Es ist nicht zwingend erforderlich, mit hochohmigen Widerständen vorzuspannen, aber es ist eine gute Idee, da es die Belastung der vorgeschalteten Stufen reduziert . Denken Sie daran, dass die Eingangssignalquelle eine Impedanz sieht, deren Realteil ungefähr ist

$$R_i=R_1\parallel R_2 \parallel r_{\pi_{Q_1}}\tag{3}\label{3}$$ Wo$r_{\pi_{Q_1}}\simeq V_\mathrm{T}/I_{BE}$($V_\mathrm{T}=k\mathrm{T}/q$ist wie üblich die Thermospannung). Jetzt bist du auferstanden$I_{C_{Q_1}}$und somit$I_{BE}$weil Sie den Gewinn erhöhen wollen $\eqref{2}$: Dies impliziert, dass jeder Parameter von $\eqref{3}$hat sich gesenkt. Sie sollten lediglich überprüfen, dass die erhöhte Belastung der Signalquelle die Eingangsdämpfung Ihrer Kaskadenstufe nicht zu sehr anhebt. Um den Einfluss der Vorspannung auf die Eingangsimpedanz der Schaltung zu verringern, können Sie versuchen, eine "Strombasis-Vorspannungsstromgeneratorlösung" zu verwenden, auf die ich in meiner Antwort auf Ihre erste Frage angespielt habe, dh so ähnlich

^{Simulieren Sie diese Schaltung}

Der schwierige Teil beim Entwerfen dieses Schemas für den MF-HF-Frequenzbereich, der das Eingangssignal charakterisiert, mit dem Sie es zu tun haben, ist die Drossel, die eine hohe Impedanz und eine niedrige parasitäre Wicklungskapazität bieten sollte, was bei 500 kHz (wiederum) nicht so einfach ist$C_{bb}$sollte ein HF-Keramikkondensator sein).

4) ilkhdkommentierte aus einer [ähnlichen Frage] [7]: „Dies ist keine typische Kaskodenschaltung. Normalerweise würden Sie die Basen unverbunden lassen; Sie würden die obere Basis mit einer Referenzspannung verbinden und das Signal in die untere Basis einspeisen. " Wäre die folgende Konfiguration besser als die obigen Konfigurationen?

Ja, diese Bias-Konfiguration ist aus folgenden Gründen besser als die, die Sie und Ihr Kommilitone bisher verwendet haben :

1. Wenn Sie sich an die Antwort auf Ihre dritte Frage erinnern, können Sie durch die Übernahme dieser Bias-Konfiguration einen höheren Wert erzielen$R_{B_1}$während die gleichen Vorströme und -spannungen für das Kaskadenpaar beibehalten werden, wodurch die Eingangsimpedanz der Stufe (wenn auch nur geringfügig) erhöht wird.
2. Es werden Gleichstrompfade zwischen den Basisanschlüssen vermieden$Q_1$Und$Q_2$die sich unerwartet verhalten können, wenn die Entkopplungskondensatoren nicht richtig gewählt sind.

Vermeiden Sie jedoch die Verwendung$C_F$Es sei denn, Sie wissen genau, was Sie tun : Die Kaskodenschaltung wurde erfunden, um den damit verbundenen Miller-Effekt zu beseitigen$C_{be}$, und Sie sollten einen weiteren Kondensator parallel dazu schalten, wenn und nur wenn Sie ernsthafte Stabilitätsprobleme haben und Sie sie auf keine andere Weise (z. B. durch Ausbessern des physikalischen Layouts der Bühne) beseitigen können.

Edit: weitere Überlegungen . Ein weiteres Problem, das lose mit Frage 2) oben zusammenhängt, ist die richtige Auslegung der Entkopplungskondensatoren. Um sicherzustellen, dass der Frequenzgang des Verstärkers am unteren Ende der spezifizierten Auslegungsbandbreite beginnt, sollte jede Entkopplungszeitkonstante so ausgelegt werden, dass sie der folgenden Beziehung entspricht

$$f_{\mathrm{low_{BW}}}\gg\frac{1}{2\pi C_\mathrm{eq}R_\mathrm{eq}}$$ Wo

• $f_{\mathrm{low_{BW}}}$ist die untere Endfrequenz der Designbandbreite,
• $C_\mathrm{eq}$ist die äquivalente Kapazität zwischen dem zu entkoppelnden Knoten und der Signalerde,
• $R_\mathrm{eq}$ist der äquivalente Widerstand zwischen dem zu entkoppelnden Knoten und der Signalerde.

Das Entwerfen der Schaltung gemäß der obigen Beziehung vermeidet eine unerwünschte Dämpfung / Verstärkungsreduzierung am unteren Ende der Bandbreite: Mit Blick auf die Schaltung in der letzten OP-Bearbeitung sollte die obige Beziehung insbesondere für die Zeitkonstanten überprüft werden$R_\mathrm{E}C_2$,$(R_1\parallel R_2+R\mathrm{S})C_1$Und$C_3R_\mathrm{L}$.