Gleichrichter-Kicks des Vollbrückenwandlers

Auspeitschen der FREDs

Spannungsgespeiste Wandler mit Transformatorisolierung zeigen ein Überschwingen auf der Sekundärseite. Das Überschwingen wird durch parasitäre Induktivitäten und Kapazitäten in der Schaltung verursacht, wobei die dominierenden Elemente die Streuinduktivität des Transformators sind ($L_ {\text {Lk}}$) und Sperrschichtkapazität ($C_j$) der Brückendioden. Das Diodendatenblatt zeigt$C_j$von 32pF. Ich werde eine naive Vermutung anstellen$L_ {\text {Lk}}$von 500 nH, aber es muss gemessen werden, um es wirklich zu wissen. Ein LC von 500 nH und 32 pF muss also brüskiert werden.

Spike-Amplitude ohne Snubbing wird sein$2 n V_ {\text {in}}$, wo$n$ist das Windungsverhältnis des Transformators und der Faktor 2 ist das, was Sie für eine hohe Q-Resonanz erhalten.

Es gibt verschiedene Arten von Spannungsbegrenzern; Klemmung, Energieübertragung resonant und dissipativ. Die Klemm- und Resonanztypen erfordern mehr Teile und eine gewisse Einbeziehung aktiver Schalter, was sie meiner Meinung nach für diesen Fall unpraktisch macht. Daher werde ich nur dissipative Snubber behandeln, weil sie am einfachsten sind und gut mit passiven Schaltern (wie Dioden oder Synchrongleichrichtern) funktionieren.

Die Form des dissipativen Snubbers, die ich behandeln werde, ist ein Serien-RC, der parallel zu jeder Brückendiode angeordnet ist.

Einige Fakten zu RC-Dämpfungsdämpfern:

• Bei ihnen dreht sich alles um die Impedanzanpassung. Sie können den Wert des Snubber-Widerstands nicht auswählen$R_d$. Der parasitäre LC bestimmt das für Sie durch den Wellenwiderstand Zo.
• Sie können den Wert der Stoßdämpferkappe wählen$C_d$. Das ist wichtig, da der Cap-Wert den Snubber-Verlust festlegt ($P_ {\text {Rd}}$)als$C_d F V^2$. Wobei V die Sockelspannung und F die Schaltfrequenz ist. Die Dämpfungskappe muss bei der LC-Resonanz der Parasiten eine niedrige Impedanz bieten, also muss sie mehrmals sein$C_j$.

Einige Richtlinien und was Sie mit RC-Dämpfungsdämpfern erwarten können:

• Für$L_ {\text {Lk}}$von 500nH und$C_j$von 32 pF, Zo wird 125 Ohm betragen. So,$R_d$wäre 125 passend zu Zo. Möglicherweise müssen Sie dies seitdem ein wenig feinabstimmen$C_j$ist nichtlinear und fällt mit Sperrspannung ab.

• Auswahl der Stoßdämpferkappe$C_d$: Wählen$3 C_j\leq C_d\leq 10 C_j$. Höhere Werte im Bereich sorgen für eine bessere Dämpfung. Zum Beispiel,$C_d$von$3 C_j$führt zu einer Spitzendiodenspannung von$1.5 n V_ {\text {in}}$, während$C_d$von$10 C_j$führt zu einer Spitzendiodenspannung von$1.2 n V_ {\text {in}}$.

• Die dissipative Snubber-Leistung wird sich nicht verbessern$C_d$Werte größer als$10 C_j$.

Leistungsverlust$P_ {\text {Rd}}$, mit einer Sockelspannung von 1250 V und F von 50 KHz.

• Wenn$C_d$ist$3 C_j$oder 100 pF,$P_ {\text {Rd}}$=$C_d F V^2$oder 7,8W.
• Wenn$C_d$ist$10 C_j$oder 330pF,$P_ {\text {Rd}}$=$C_d F V^2$oder 25,8 W.

$C_d$von$10 C_j$bietet die beste Dämpfung mit einer Spitzenspannung von 1,2 mal der Sockelspannung, aber Sie können mit kleineren Dämpfungskappen etwas Strom sparen, wenn Sie die höhere Spitzenspannung aushalten können.

Dies ist ein klassisches Snubbering-Problem. Eine Diode kann nicht sofort vom Leiten zum Sperren wechseln; Die Ladung im PN-Übergang muss herausgefegt werden, und ein RC-Snubber über jeder Diode sollte dabei helfen.

Früher habe ich industrielle Softstarter entworfen, und bei den Mittelspannungseinheiten hatten wir viel Designarbeit rund um diesen speziellen Aspekt. Es ist lange her, dass ich in dieser speziellen Branche gearbeitet habe, daher erinnere ich mich nicht an die Snubber-Werte, aber ich würde wahrscheinlich mit 0,1 uF und vielleicht 49 Ohm beginnen und sehen, wo die Dinge von dort aus zu wackeln beginnen.

60A Rückstrom! (aus dem Datenblatt) Das muss doch irgendwo hin...

Wie Andrew Kohlsmith wäre mein erster Gedanke ein RC-Snubber über JEDER Diode, aber ich zögere, dies zu beantworten, es sei denn, Sie können Präzedenzfälle mit ähnlicher Leistung finden. Andrew scheint die Erfahrung zu haben, um dieses Urteil zu fällen; Da ich nicht an industrieller Energie gearbeitet habe, tue ich es nicht!

Aber lassen Sie uns einige Zahlen ausführen: Da Ihr Durchlassstrom im Durchschnitt etwa 25 A (8 kW, 350 V) beträgt, verwenden wir denselben Wert für Irm - 25 A * Trr = 230 ns ergibt eine gespeicherte Ladung von 5,75 uC, die einen 0,1-uf-Kondensator aufladen würde auf überschaubarere 57V. Aber 25A * 49R ist ein bisschen hoch (!) - diese grobe Berechnung würde eher 4 Ohm (oder sogar 2) als 49 als Ausgangspunkt für den Snubber-Widerstand nahelegen.

Ich wiederhole: Ich habe nicht an industrieller Energie gearbeitet, das sagen mir also nur die Zahlen. Ich würde Andrews Kommentar angesichts dieser Zahlen schätzen.