Low-Power-Design - Spannungsteiler mit Transistor ausschalten?

Was Sie vorschlagen, ist möglich, aber Sie müssen sich einiger Fallstricke bewusst sein. Das größte Problem besteht darin, dass der Transistor die Messung nicht verfälscht. Sie haben keine Genauigkeitsanforderungen gestellt, aber sagen wir, es ist ein 10-Bit-A / D und Sie möchten nicht, dass der Transistor mehr als 1 Fehlerzahl hinzufügt. Auf der 3,3-V-Skala ist eine Zählung eines 10-Bit-A/D 3,2 mV. Wenn die beiden Widerstände gleich sind, kann der Transistor daher nicht mehr als 6,5 mV abfallen. Das schließt einen Bipolartransistor vollständig aus.

Ein AP-Kanal-FET kann dies tun. Wenn Sie möchten, dass der Transistor nicht mehr als 0,1% Fehler hinzufügt, muss er unter 200 mΩ liegen, wenn die beiden Widerstände gleich sind, und im schlimmsten Fall die Hälfte davon.

P-Kanal-FETs mit 100 mΩ sind zu finden, aber N-Kanal-FETs sind häufiger und haben bessere Eigenschaften, insbesondere bei diesen niedrigen Spannungen. Ich würde stattdessen einen N-Kanal-Low-Side-Schalter verwenden:

Der IRLML2502 garantiert maximal 80 mΩ bei nur 2,5 V Gate-Ansteuerung, fügt also nur sehr wenig Fehler hinzu. Wenn ein viel geringerer Fehler erforderlich ist, können Sie zusätzlich zum Spannungsteiler den unteren Rand von R2 messen, und dann kann der Abfall über den Schalter in der Firmware berücksichtigt werden.

Hinzugefügt:

Sie haben jetzt die Frage geändert, indem Sie sagen, dass Sie wirklich eine Brückenschaltung verwenden. Dies war sinnvoll, wenn der Messwert mit einem analogen Meterwerk angezeigt werden sollte, ist jedoch bei Verwendung eines modernen Mikrocontrollers nicht erforderlich. Mit einem normalen Mikrocontroller-A/D haben Sie bereits eine Brücke, da das A/D-Ergebnis ratiometrisch zum Stromversorgungsbereich ist. Tatsächlich ist die andere Seite der Brücke in das Mikro eingebaut. Die Verwendung einer weiteren externen Brücke und eines zweiten A/D-Eingangs fügt nur Fehler hinzu. Wenn Sie mit einer Spannungsgenauigkeit von 0,1% aus dem Teiler zufrieden sind, verwenden Sie einfach die obige Schaltung.

Einige Mikrocontroller haben eine separate negative A/D-Spannungsreferenzleitung. Dies wird beispielsweise auf der Microchip-PIC-Leitung Vref- genannt. Sie könnten Vref- von der Unterseite von R2 treiben, um die Spannung über Q1 zu ignorieren. Überprüfen Sie jedoch den gültigen Bereich des Vref-Pins. Dies darf nicht so hoch wie Vdd werden. Dies ist tatsächlich ein Fall, in dem Sie möglicherweise die absolute Höchstleistung anstelle der Betriebswerte verwenden können. Wenn die Sensorschaltung ausgeschaltet ist, kümmern Sie sich nur darum, dass der A/D nicht beschädigt wird, nicht, dass er richtig funktioniert. Wenn Sie den A/D für andere Dinge verwenden, funktioniert dieses Schema natürlich nicht.

Mehr zu Brücken:

Es wurde vorgeschlagen, dass eine "Brücken" -Schaltung in diesem Fall besser ist und jede von Q1 in der obigen Schaltung abgefallene Spannung aufheben würde. Dies ist nicht der Fall, zumindest nicht bei meiner Interpretation der "Brücken"-Schaltung. Hier ist, wie ich denke, wie die Brücke angeschlossen werden soll:

R1 ist der variable Widerstandssensor, der gemessen wird. R2, R3 und R4 sind Festwiderstände mit bekannten Werten. SW1 ist der Schalter, mit dem dieser Schaltkreis ausgeschaltet wird, wenn er nicht verwendet wird, um Strom zu sparen. Wenn eine Messung durchgeführt wird, ist SW1 geschlossen. In diesem Schema wird angenommen, dass SW1 ein perfekter Schalter ist, wobei R5 separat gezeigt wird, um seinen Einschaltwiderstand darzustellen.

Der Sinn einer Brückenschaltung besteht darin, eine Differenzspannung zwischen V1 und V2 bereitzustellen. Dies war bei alten analogen Messgeräten nützlich, wenn das Messgerät einen erheblichen Strom benötigte und direkt zwischen V1 und V2 angeschlossen werden konnte. Beachten Sie, dass die Spannung V1-V2 immer noch proportional zu Vdd ist. Diese Schaltung ist es nichtunabhängig von Vdd und daher nicht unabhängig von offensichtlichen Fehlern in der Versorgungsspannung, die durch den Strom durch R5 verursacht werden. Brückenschaltungen sind nur in einem Fall unabhängig von Vdd, und zwar dann, wenn V1-V2 Null ist. Aus diesem Grund kombinierten alte analoge Messgeräte, die Brückenschaltungen verwendeten, diese mit einer präzisionskalibrierten Variablen R3. Sie würden die auf dem Messgerät angezeigte Messung von V1-V2 nicht als direkte Messung verwenden, sondern als Rückmeldung der Einstellung von R3, so dass V1-V2 Null war. In diesem einzelnen Fall spielt Vdd dann keine Rolle, ebensowenig die Impedanz des Messgeräts zwischen V1 und V2.

Was wir hier heute mit Mikrocontroller-A/D-Eingängen haben, ist ein völlig anderer Fall. Diese A/Ds sind nicht für Differenzmessungen eingerichtet, und wir haben sowieso keine kalibrierte zuverlässige Möglichkeit, R3 zu variieren. Wir können jedoch relativ genaue Spannungsmessungen im Bereich GND bis Vdd vornehmen .

Wenn R5 0 wäre, dann wäre die Spannung an V1 ein Verhältnis von Vdd, das nur von R1 abhängt. Da sowohl die Sensorschaltung als auch der A/D im Mikrocontroller die Spannung relativ zum GND- bis Vdd-Bereich erzeugen und messen, hebt sich der genaue Wert dieses Bereichs auf.

Das einzige Problem ist, wenn R5 ungleich Null und über einen gewissen Bereich unbekannt ist. Dies fügt V1 einen unbekannten Fehler hinzu, selbst wenn er relativ zum Vdd-Bereich betrachtet wird. Tatsächlich erzeugt der Sensor eine Spannung mit einem festen Bruchteil des Vlow- bis Vdd-Bereichs, während das Mikro sie als festen Bruchteil von GND bis Vdd misst. Der einfachste Weg, damit umzugehen, besteht darin, zu garantieren, dass Vlow ein ausreichend kleiner Bruchteil von Vdd ist, so dass dieser Fehler ignoriert werden kann.

Der Vorschlag, eine Brückenschaltung zu verwenden, ist anscheinend so, dass durch Messen von V1 und V2 dieser Fehler aufgehoben werden kann. Wenn R3 und R4 gut bekannt sind, dann ist V2 eine direkte Funktion von Vlow, wird jedoch durch den Teiler R4, R3 gedämpft. Mit hoher Präzision konnte V2 gemessen, Vlow abgeleitet und das Ergebnis zur Korrektur des V1-Messwerts verwendet werden. Der R4,R3-Teiler hat jedoch keinen Vorteil. Wenn Sie Vlow korrigieren müssen, ist es am besten, es direkt zu messen. In keinem Fall ist die Messung von V2 besser als die direkte Messung von Vlow . Da wir Vlow besser messen und daher V2 nicht benötigen, macht es keinen Sinn, V2 zu erzeugen. R3 und R4 können daher eliminiert werden, wodurch nichts zurückbleibt, was als "Brücken"-Schaltung bezeichnet werden könnte.

Die Frage zeigt einen einfachen Widerstandsspannungsteiler, aber in Kommentaren sagen Sie, dass Sie eine Wheatstone-Brücke verwenden.

R5 ist der Widerstand der Schaltkomponente. Die Messungen für beide Setups werden von R5 beeinflusst. Für den Widerstandsteiler:

$\mathrm{ V_1 = \dfrac{R2 + R5}{R1 + R2 + R5}V_{DD} }$

und es ist klar, dass ein höheres R5 V1 erhöhen wird. Für die Wheatstone-Brücke haben wir:

$\mathrm{ V_{OUT} = \left( \dfrac{R3}{R3 + R4} - \dfrac{R2}{R1 + R2} \right)(V_{DD} - V_{LOW}) }$

wo

$\mathrm{ V_{LOW} = \dfrac{R5}{R5 + \dfrac{(R1 + R2)(R3 + R4)}{R1 + R2 +R3 + R4)}} V_{DD} }$

Daher ändert sich auch der Ausgang der Wheatstone-Brücke, wenn VLOW > 0 ist. Die Differenzbildung hebt VLOW nicht auf! , außer in der trivialen Situation, wo V1 = V2.

Wenn R1 ein Pt100-RTD (Widerstandstemperaturfühler) ist, der einen Widerstand von 100,0 hat$\Omega$bei 0°C und 138,5$\Omega$bei 100 °C. Wir gehen davon aus, dass dies der erforderliche Messbereich ist. Wenn die anderen Widerstände in der Brücke alle 100 sind$\Omega$Die Ausgangsspannung beträgt 0 V bei 0 °C und ist am höchsten bei 100 °C. Wir können erwarten, dass der Fehler aufgrund von R5 bei 100 °C am größten ist.

Die Grafik zeigt den Ablesefehler in % aufgrund eines von 0 abweichenden R5-Widerstands$\Omega$bis 1$\Omega$. Der violette Graph ist für den Widerstandsteiler, der blaue Graph für die Wheatstone-Brücke. Wheatstone hat einen höheren Fehler! Das mag auf den ersten Blick überraschen, lässt sich aber leicht erklären: Die beiden Brückenzweige halbieren die 200$\Omega$eines Astes, wie der Teiler einen hat. Das bedeutet, dass VLOW für die Brücke doppelt so hoch ist.

Das Diagramm zeigt den Fehler beim Ablesen der Ausgangsspannung, wir müssen das auf einen Temperaturwert zurückrechnen. Dieser FET hat eine$\mathrm{R_{DS(ON)}}$von 90 m$\Omega$maximal. Wenn wir unseren 100 °C-Wert zurückrechnen, als ob der Widerstand Null wäre, würden wir 99,90 °C erhalten. Mit diesem FET , mit einem 22 m$\Omega$ $\mathrm{R_{DS(ON)}}$unser Messwert wäre 99,97 °C.

Schlussfolgerung
Der Widerstand des Schalters beeinflusst zwar den Messwert, aber er beträgt weniger als 0,1 %, wenn Sie einen FET verwenden$\mathrm{R_{DS(ON)}}$< 100m$\Omega$.

(Schematische Bilder wieder von Olin ausgeliehen. Danke, Olin)

Wenn Sie bereits eine Wheatstone-Brücke verwenden (wie Sie im Kommentar sagen), ist es in Ordnung, einen MOSFET-Schalter zu verwenden, da er nur die Gleichtaktspannung und nicht das Signal beeinflusst. Stellen Sie nur sicher, dass dies Ihre eventuelle Offset-Nullstellung nicht beeinflusst.

Die Schaltung sollte in etwa so aussehen :

Natürlich ist es möglich.

Aber für eine Messschaltung wird es sicherlich nicht geeignet sein. Abhängig von$r_{DS}$Ihres MOSFET haben Sie einen erheblichen Genauigkeitsverlust. Bedenken Sie, dass die$r_{DS}$ist kein stabiler oder genauer Wert und wird meistens als Maximalwert angegeben.

Jetzt kommt die Frage: Warum misst man einen Widerstand mit einem Spannungsteiler? Mit einer Wheatstone-Brücke könnten Sie eine bessere Genauigkeit erreichen (und auch einen MOSFET-Schalter ohne Genauigkeitsverlust verwenden können) .

Noch eine Randbemerkung: Es ist besser, einen Verstärker zu verwenden, bevor Sie das Ausgangssignal an den ADC senden, da Sie sonst den Dynamikbereich des Signals stark einschränken und an Genauigkeit verlieren. Nur ein nicht invertierender Verstärker mit einem Präzisions-Opamp (nicht 741 :)), Rail-to-Rail, wenn Sie die doppelte Versorgung vermeiden möchten.

Ja, es ist möglich - Sie können einen P-Kanal-MOSFET mit Source an Vdd, Drain an Teiler und Gate an uC oder was auch immer Sie ihn steuern möchten, verwenden. Auch ein Pullup-Widerstand von Gate zu Source (z. B. 10 K). Um das Gate einzuschalten,
ziehen Sie es einfach auf Masse, um es auszuschalten, lassen Sie es schweben (setzen Sie den uC-Pin auf Hi-Z).

Wie bereits erwähnt, ist dies je nach angestrebter Genauigkeit möglicherweise nicht der richtige Weg. Es ist sicherlich nicht das genaueste, aber wenn Sie sich nicht allzu sehr darum kümmern, dann ist es das einfachste.
Wenn Sie einen MOSFET mit niedrigen Rds auswählen und die Min/Max-Werte überprüfen, können Sie leicht herausfinden, wie sich dies auf Ihre Messwerte auswirken und entscheiden können.

BEARBEITEN - Wenn Sie die Kommentare lesen, wenn Sie die Bodentemperatur messen und nur eine Genauigkeit von 0,5 ° C benötigen, denke ich, dass so etwas wie der DS18B20 wahrscheinlich besser geeignet und einfacher zu verwenden wäre als ein PT100. Alles in einem kleinen Paket mit 2 oder 3 Drähten zum Anschließen. Sie können sie auch in praktischen wasserdichten Gehäusen bei eBay kaufen – hier ist ein Beispiel .