MOSFET wird in einem SEPIC-Wandler ungewöhnlich heiß

Sie müssen das MOSFET-Gate viel besser ansteuern als das, was Sie zu tun scheinen, damit es effizient schaltet. Schauen Sie sich die Spezifikation für den FQP30N06 an - die Gate-Einschaltschwelle (Vgs (Schwellenwert)) kann bis zu 4 V betragen. Schauen Sie sich auch Abbildung 1 an - dies bestätigt, dass Sie eine viel höhere Gate-Ansteuerspannung verwenden sollten als die, mit der Sie sie ansteuern: -

Außerdem sind die Flanken der Wellenform wirklich schlecht - Sie werden keine anständigen Anstiegs- und Abfallzeiten von einem IO-Pin erhalten, da die Gate-Source-Kapazität die Dinge verlangsamen wird.

Erwägen Sie, Ihre Antriebsschaltung zu ändern.

... die Pulse der Schaltspannung V_DS hat einige ungewöhnlich hohe Spitzen ...

Diese V_ds-Spitzen treten auf, wenn der Leistungstransistor abschaltet. Während dieses Abschaltens behält L1 einen praktisch konstanten Elektronenfluss bei. Vor dem Abschalten fließen diese Elektronen durch den Leistungstransistor. Nach dem Ausschalten kommt die gleiche Anzahl von Elektronen pro Sekunde aus L1 und sie müssen irgendwo durch einen Pfad gehen - dieser Pfad hat eine sofortige Stromspitze ( aber ein gut konstruierter SEPIC-Konverter sollte diese Spitze mit nur a absorbieren kleiner Spannungssprung). Die Stromleitungen, die in Ihren Konverter führen, und die Stromleitungen, die von Ihrem Konverter zum Rest des Stromkreises führen, haben im Allgemeinen so viel Induktivität, dass sie diese Stromspitze nicht sofort bewältigen können. Theoretisch ist der einzige Weg, auf dem diese Elektronen fließen können, der vom Transistor-Drain-Pin zum Kopplungskondensator C2, durch die Diode, durch den Ausgangskondensator C3 und zurück durch die Masseleitungen zurück zum Transistor-Source-Pin. (Gibt es einen besseren Namen für diesen Pfad als "den Spike-Pfad"?) (In der Praxis gibt es auch einen anderen Pfad durch eine Streukapazität, die einige dieser Elektronen absorbiert, aber darauf sollten Sie sich nicht verlassen. Auch wenn die Vds-Spitzen zu hoch sind, kann der Transistor zusammenbrechen und Elektronen durchfließen lassen, wodurch der Transistor aufgeheizt wird - das wollen Sie auch nicht).

Sie möchten, dass der Spike-Pfad einen niedrigen Widerstand und noch wichtiger eine niedrige Induktivität hat. Dies impliziert:

• Verwenden Sie eine „schnelle“ Diode wie eine Schottky-Diode. Vermeiden Sie langsame „Gleichrichter“-Dioden, die für 60-Hz-Anwendungen ausgelegt sind und Hunderte von Nanosekunden zum Umschalten benötigen können.

• Sie möchten, dass die Schleifenfläche des Spike-Pfads sehr klein ist, um die parasitäre Induktivität der Drähte zu reduzieren, die alle Komponenten entlang des Spike-Pfads verbinden.

• Sie möchten sehr niedrige ESR- und ESL-Kondensatoren für C2 und C3. Niemand weiß, wo man einen 470-uF-Kondensator mit ausreichend niedrigem ESR und ESL herbekommt, also verwendet so ziemlich jeder zwei identische, physisch kleine (und daher niederinduktive) Kondensatoren, um die Spitzen zu handhaben, die so positioniert sind, dass die Schleifenfläche des Spitzenpfads minimiert wird , eine für C2 und eine für C3. Typischerweise wählen Designer eine vernünftige SMT-Gehäusegröße für C2 (imperiale Größe 1206 ?) und wählen dann die größte Kapazität, die in dieser Gehäusegröße verfügbar ist. Schalten Sie dann Ihren 470-uF-Ausgangskondensator parallel zu C3 - die Position, der ESR und der ESL dieses großen Kondensators sind viel weniger kritisch. Einige Designer schalten mehrere Kondensatoren für C2 und C3 parallel, wodurch ein effektiver ESL viel niedriger und eine effektive Kapazität viel höher als bei jedem verfügbaren handelsüblichen Einzelkondensator erzielt wird.

• Löten Sie alle Teile auf einer (allgemeinen) Prototyping-Platine oder einer benutzerdefinierten Leiterplatte, anstatt sie in ein lötfreies Steckbrett zu stecken. Während einige Leute es geschafft haben, Schaltspannungsregler auf einer lötfreien Steckplatine zu bauen (JB Calvert, „Switching Regulators“ ), scheinen die meisten Leute darin übereinzustimmen, dass lötfreie Steckplatinen eine Streukapazität haben und zu einer größeren Schleifenfläche (daher eine größere unerwünschte parasitäre Induktivität) führen Probleme beim Schalten von Spannungswandlern. "Was soll das ganze "SMWISICDSI"-Zeug überhaupt?" ; „ Wann sollte man die Verwendung eines Steckbretts vermeiden “ .

Vielen Dank an alle, die sehr hilfreiches Feedback zu meiner Frage gepostet haben. Nachdem ich ein wenig nachgedacht hatte, entschied ich mich schließlich, einen MOSFET-Treiberchip zu kaufen, um das Problem zu lösen. Ich habe auch die Schottky-Diode gekauft, wie von Davidcary vorgeschlagen, um die vorhandene Gleichrichterdiode zu ersetzen, die ich verwendete. Nachdem ich den Chip erhalten und die entsprechenden Verbindungen gemäß Datenblatt hergestellt hatte, wiederholte ich den Arbeitszyklustest mit demselben MOSFET. Diese Änderungen haben dazu beigetragen, die Leistung zu verbessern (von ungefähr 15 % Effizienz auf 30 %). Obwohl es gut ist, die Verbesserung zu haben, ist sie offensichtlich nicht gut genug für einen DC-DC-Wandler. Leider zeigt eine kurze Inspektion, dass der MOSFET gegenüber den anderen Schaltungskomponenten (außer dem Lastwiderstand) immer noch ungewöhnlich heiß ist.

Der von mir gekaufte MOSFET-Treiberchip ist der Dual-MOSFET-Treiber TC4427CPA. Das folgende Diagramm ist meine neue Treiberschaltung.

Das folgende Diagramm ist die neue Wellenform von V_GS und V_DS, als ich den neuen Treiberchip verwendete (die blaue Linie ist V_DS und die grüne Linie ist V_GS). PS: Ich habe auch vergessen, den Arbeitszyklus zu erwähnen, den ich in der ursprünglichen Frage angewendet habe (Entschuldigung dafür). In meinem ursprünglichen Beitrag war das dort angewendete Tastverhältnis konstant 0,5. In der folgenden ist es konstant 0,44.

Nach meinem Verständnis aus den vorherigen Antworten ist die Anstiegs- und Abfallzeit des V_GS in diesem Diagramm wahrscheinlich die Ursache für die Verluste durch das Schalten. Dies basiert jedoch auf der Verwendung des MOSFET-Treiberchips, sodass ich wieder verloren bin. Was kann ich tun, um die Wellenform des V_GS weiter zu verfeinern, um Schaltverluste zu vermeiden?