Parallele MOSFETs und Gate-Treiberfähigkeit

Mit dem Schalten sind viele Verluste verbunden, aber es hört sich so an, als ob Sie sich am meisten Sorgen über die zusätzliche thermische Belastung machen, die in den MOSFETs während des Übergangs zwischen Ein und Aus entsteht. Ich dachte, es wäre einfach, einige Anwendungshinweise dazu zu finden, aber überraschenderweise war das nicht der Fall. Das Beste, was ich gefunden habe, war die Verlustberechnung des AN-6005 Synchronous Buck MOSFET mit dem Excel-Modell von Fairchild, deren relevante Teile ich hier zusammenfassen werde.

Während des Schaltübergangs sehen Spannung und Strom im MOSFET ungefähr so ​​aus:

Die Schaltverluste, die wir berechnen werden, sind die in Perioden$t2$Und$t3$aufgrund der Spannung und des Stroms im MOSFET. Der Weg, dies zu erreichen, besteht darin, die Energie jedes Übergangs zu berechnen und diese dann entsprechend Ihrer Schaltfrequenz in eine durchschnittliche Leistung umzuwandeln.

Schaut man sich nur an$t2$,$V$ist nahezu konstant, und$I$steigt etwa linear an und bildet ein Dreieck. Somit steigt auch die Leistung linear an und die Gesamtenergie ist das Zeitintegral der Leistung. Die Energie ist also nur die Fläche dieses Dreiecks:

$$E_{t2} = t_2 \left( \frac{V_{in} I_{out}}{2} \right)$$

$t3$bildet ebenfalls ein Dreieck. In diesem Fall ändert sich die Spannung anstelle des Stroms, aber die Leistung bildet immer noch ein Dreieck, und die Berechnung der Energie ist dieselbe.

Da die Berechnung für die gleiche ist$t2$Und$t3$, dann ist es nicht wirklich wichtig, wie viel Zeit damit verbracht wird$t2$vs$t3$; alles, was wirklich zählt, ist die Gesamtzeit, die für das Umschalten aufgewendet wird. Die Energieverluste eines Schalters betragen somit:

$$E_{switch} = (t_2 + t_3) \left( \frac{V_{in} I_{out}}{2} \right)$$

Und Ihre Schaltfrequenz gibt an, wie oft pro Sekunde Sie diesen Energieverlust erleiden. Wenn Sie also die beiden miteinander multiplizieren, erhalten Sie den durchschnittlichen Leistungsverlust aufgrund des Schaltens:

$$P_{switch} = f (t_2 + t_3) \left( \frac{V_{in} I_{out}}{2} \right)$$

Nehmen Sie also Ihre Berechnung der Schaltzeit an$150ns$, und der maximale Strom ist$330A$, und die Spannung$12V$, und die Schaltfrequenz$30kHz$, sind die Schaltverluste:

$$30kHz \cdot 150ns \left( \frac{12V \cdot 330A}{2} \right) = 8.91W$$

Das ist$8.91W$, idealerweise zwischen drei Transistoren geteilt, also nur etwa$3W$jeder, was im Vergleich zu Ihren anderen Verlusten ziemlich unbedeutend ist.

Diese Zahl kann mit einem einfacheren Modell auf Plausibilität überprüft werden: wenn Sie ausgegeben haben$150ns$Schalten, und Sie tun es$30000$Mal pro Sekunde, dann können Sie den Bruchteil der Zeit berechnen, die Sie mit dem Schalten verbringen, und die pessimistischste Annahme der vollen Leistung treffen$12V\cdot330A$in den Transistoren verloren gehen:

$$\require{cancel} \frac{150 \cdot 10^{-9} \cancel{s}}{\cancel{switch}} \frac{30 \cdot 10^3 \cancel{switches}}{\cancel{s}} \cdot 12V \cdot 330A = 17.82W$$

Natürlich sind über die Schaltdauer der durchschnittliche Strom und die Spannung nur halb so hoch wie das Maximum, also sind die Schaltverluste halb so hoch, was wir gerade berechnet haben.

Ich wette jedoch in der Praxis, dass Ihre Schaltzeiten langsamer sein werden. A "$2A$Gate-Treiber" ist keine Konstantstromquelle, wie diese Berechnungen annehmen. Das reale Bild ist etwas komplizierter als dieses einfache Modell. Außerdem wird der Strom durch den Widerstand und normalerweise noch wichtiger durch die Induktivität der Transistorgehäuse und begrenzt die Spuren, die zu ihnen führen.

Sagen wir einfach, die Induktivität des Gate-Treibers, des Transistorgehäuses und der Spuren dazu ist$1\mu H$. Wenn Ihre Gate-Ansteuerspannung ist$12V$, Dann$di/dt$ist auf ... begrenzt$12V/1\mu H = (1.2\cdot 10^7)A/s$. Das mag viel erscheinen, aber auf der Zeitskala von$150ns$, es ist nicht. Um die Induktivität niedrig zu halten, ist ein sehr sorgfältiges Layout erforderlich.

Ich würde also sagen, dass diese Berechnungen zeigen, dass Ihre Schaltverluste überschaubar sind, obwohl Sie es nicht sicher wissen werden, bis Sie das Layout erstellt und getestet haben. Auch wenn Sie das Ideal von a nicht erreichen können$150ns$Umschaltzeit sind die Verluste im Vergleich zu Ihren anderen Problemen gering genug, dass Sie einen gewissen Spielraum haben, um es noch schlimmer zu machen und trotzdem zu funktionieren.

Ihr größeres Problem besteht wahrscheinlich darin, die drei MOSFETs gleichzeitig zum Schalten zu bringen. Andernfalls erhält einer von ihnen einen überproportionalen Anteil des Gesamtstroms und damit Wärme, was zu einem vorzeitigen Ausfall führt.

Dies ist eine Menge Strom zu handhaben. Sie sagen hier nicht, was die Vollbrücke antreibt, also denke ich an einen Transformator, gefolgt von einer Diodenbrücke und dann zum LC-Filter und zur Last. Ich gehe auch davon aus, dass die Brücke für jedes Bein nur bei 50% hackt.

Ich denke, Sie sind mit den Leitungsverlusten möglicherweise etwas konservativ, da jeder FET höchstens eine Einschaltdauer von 50% hat. Für die Leitungsverluste des AUIRF1324 mit 110 Ampere pro FET würden Sie erwarten:

$P_{\text{cond}}$=$\text {DC } i_ {\text {rms}}^2 R_ {\text {ds}}$=$\text{(0.5)} \text{(110)}^2 \text{(1.4)}\text{(0.0008)}$= 6,8 W

Wobei ich einen Nominalwert verwendet habe$R_ {\text {ds}}$(0,8 mOhm) und einen Multiplikator von 1,4 für$T_j$von 125 °C und die Einschaltdauer (DC) von 50 %.

Sie können den Schaltverlust (von jedem der oberen FETs) abschätzen, indem Sie Folgendes verwenden:

$P_{\text{sw}}$~$\frac{I_o f_{\text{sw}} V_{\text{in}} Q_{\text{sw}}}{I_g}$Wo$I_g$=$\frac{V_{\text{gmax}}-V_{\text{pl}}}{R_g+R_{\text{driver}}}$Und$V_{\text{pl}}$ist die Miller-Plateau-Spannung.

So,$P_{\text{sw}}$~$\frac{\text{(110A)} \text{(12V)} \text{(30kHz)} \text{(135nC)}}{\text{0.94A}}$= 5,7 W

Gate-Schaltverlust für jeden FET wäre:

$P_{\text{gate}}$=$f_{\text{sw}} Q_g V_{\text{gmax}}$=$\text{(12V)} \text{(30kHz)} \text{(175nC)}$= 0,063 W

Optimaler FET-Verlust wird sein, wenn$P_{\text{cond}}$=$P_{\text{sw}}$+$P_{\text{gate}}$. Dieser FET ist also ziemlich nahe am Optimum.

Die einfachste Möglichkeit, die FETs anzusteuern, besteht darin, einen H-Brückentreiber wie einen LM5104 zu verwenden. Unabhängig davon, welchen Gate-Treiber Sie verwenden, muss er so nah wie möglich an den FETs platziert werden, um die Induktivität des Gate-Schaltkreises zu minimieren ($L_g$). Gate-Schaltungswiderstand$R_g$+$R_{\text{driver}}$müssen nicht weniger als sein$\sqrt{\frac{L_g}{C_{\text{iss}}}}$Torklingeln zu verhindern.

Wenn Sie die FETs parallel schalten, stellen Sie sicher, dass jeder seinen eigenen Gate-Widerstand hat.

Noch eine Sache zum Nachdenken

Beachten Sie, dass Schaltnetzteile eine negative Eingangsimpedanz aufweisen. Dies bedeutet, dass das System schwingt, wenn die Eingangsimpedanz der Vollbrücke kleiner als die Ausgangsimpedanz der Eingangsstromquelle ist. 330 A bei 12 V sind 36 mOhm. Daher benötigt die Eingangsstromquelle, einschließlich eventuell vorhandener Eingangsfilter, eine Ausgangsimpedanz von etwa 18 mOhm, um Schwingungen zu vermeiden.

Was muss ich tun, um meine FETs noch schneller anzutreiben?

Ich habe die Antworten gelesen, aber ich glaube nicht, dass irgendjemand gesagt hat, die Gate-Spannung einige Volt unter die Source-Spannung zu treiben - dies bedeutet, dass Sie das Gate in kürzerer Zeit vollständig entladen können und während der Zeit, in der diese FETs ausgeschaltet sind, die zurückgeben können Gate-Spannung (in relativer Freizeit) zurück zur Source-Spannung (oder vielleicht sogar ein bisschen höher), bereit für den nächsten Angriff.

Die High-Side-FETs - das sind Source-Follower, und ich nehme an, weil Sie keinen P-Kanal finden können, der die Arbeit erledigt. Bei deren Ansteuerung muss etwas mehr Sorgfalt aufgewendet werden, da die Quelle dem Ausgang folgt. Ich wäre versucht, einen Transformator zu verwenden, um eine isolierte Versorgung für diese FET-Treiber bereitzustellen, und einen wirklich schnellen Transformator zum Übertragen des Ansteuersignals zu dieser Schaltung zu verwenden. Auch hier ist es meiner Meinung nach erforderlich, das Gate beim Ausschalten negativ zu machen.

Hier ist eine grobe Skizze, wie Sie die Source-Follower nur mit einem Antriebstransformator antreiben würden, obwohl ich denke, dass Sie einen Leistungstransformator und einen Treiber sowie nur den Antriebstransformator benötigen: -

Wie stelle ich sicher, dass meine Quelle (eine 12-V-Blei-Säure-Batterie) Stromspitzen von bis zu 10 A verarbeiten kann?

Wie wird diese Quelle mit dem 330A umgehen, ist meine Frage? Stromspitzen werden mit wirklich hochwertigen Kondensatoren in der Nähe der FETs und guten Layout-Praktiken gelöst.

Viel Glück dabei und mach dir keine Sorgen, dass du dir die Finger verbrennst!!

Was Sie hier im Stich lässt, ist die Geschwindigkeit der Anstiegszeit (Tr) des AUIRF1324S-7P, die gewaltige 240 ns beträgt.

Ich kann mir einen MOSFET vorstellen, der sich in einem Gehäuse befindet, das 240 A verarbeiten kann, dessen Silizium auf 1000 A begrenzt ist, sodass eine Schaltzeit von 5 ns, bei der ein FET vor einem anderen eingeschaltet ist, den Übergang nicht beschädigt. Es kostet weniger als 5 US-Dollar pro Stück und übertrifft die AUIRF in allen Geschwindigkeitsmessungen um das Fünffache. Sie würden nur zwei zusammen benötigen, um 500 A zu erzeugen.

Sie sollten die tatsächlichen Gate-Stromquellendiagramme für die Treiber überprüfen, da einige, die in den Broschüren mit durchschnittlich 2,5 A bewertet werden, maximale Nennwerte von 3,8 A bei Vgs max haben

Viele der Treiber, die für 2 A ausgelegt sind, schafften nur maximal 1,96 A bei Vgs max