Rc-Netzwerk, das R vor C und danach platziert

Um alles, was hier vor sich geht, gut zu verstehen, muss man wirklich zeichnen. Vielleicht werden einige Probleme nur durch das Bild klarer:

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Um den letzten zuerst zu behandeln:

In diesem Fall erhöhen Sie nur die Belastung des Kondensators, sodass dies in den meisten Fällen nicht sehr nützlich ist (es gibt Ausnahmen, aber im Allgemeinen, warum sollten Sie den Drain erhöhen?)

In der zweiten Zeichnung kann die Signalquelle eine feste Strommenge liefern oder abführen. Bei MCUs reicht der Strom, den sie liefern oder ableiten können, oft aus, um eine sehr große Welligkeit von 1 uF am Kondensator zu erzeugen. In diesem Fall begrenzen Sie also nicht wirklich den Welligkeitsstrom, aber Sie begrenzen die Leistungsmenge, die die LAST dem Kondensator entnehmen kann. Sie würden also einen ziemlich großen Kondensator benötigen, und die meisten MCUs mögen das nicht wirklich.

Die erste ist die beste Lösung, besonders wenn Ihre LAST sehr leicht ist, tatsächlich leichter als ich sie gezeichnet habe. R und C begrenzen den Strom, den die MCU in den Kondensator einspeisen und daraus entnehmen kann. Dies bedeutet, dass die Spannung am Kondensator viel langsamer ansteigt und abfällt als ohne den Widerstand. Wenn die Frequenz also hoch genug ist, werden Sie überhaupt nicht viel Welligkeit sehen.

Aber ich habe absichtlich eine äquivalente LAST von 250 Ohm genommen, weil Sie sehen können, dass diese Lösung Ihrem Gerät viel weniger Leistung gibt, wenn Ihre LAST ziemlich hoch ist. Da eine MCU nicht zu viel Strom liefern kann und wirklich große Kondensatoren an ihrem Ausgang nicht wirklich mag, ist es besser, LOAD leicht und R und C klein zu machen. Wenn Sie also etwas Schweres fahren möchten, ist es besser, das Signal zu verstärken (z. B. mit einem Audio-Operationsverstärker, wenn Ihr resultierendes / gefiltertes analoges Signal nicht zu hochfrequent ist.)

Wenn Sie es jedoch in einer leichten LAST verwenden möchten, z. B. in einem Operationsverstärker oder etwas anderem mit mehr als 100 kOhm Eingangsimpedanz, können Sie mit Komponenten wie diesen sehr einfach ein glattes Signal aus einer MCU-PWM erzeugen:

^{Simulieren Sie diese Schaltung}

Die RC-Zeit der Bauteile ist für den größten Teil des PWM-Bereichs in 10kHz hoch genug (wenn Sie viel von 0% bis 2% erwarten, müssen Sie möglicherweise den Widerstand etwas erhöhen), stören Ihre MCU aber auch nicht viel. Die 1M LOAD reicht nicht wirklich aus, um sie zu erwähnen, aber höher ist besser. Wenn dieser LOAD der Eingang zu einem normalen Operationsverstärker wie dem LM358-Typ ist, können Sie seinen Effekt leicht ignorieren.

Sie wollen den Kondensator nach dem Widerstand.

Der andere Weg ist wirklich kein Tiefpassfilter, wenn Sie sich den digitalen Ausgang als Spannungsquelle vorstellen. Natürlich ist das nicht der Fall, also wird trotzdem etwas gefiltert, aber es gibt zwei Probleme damit. Erstens wird der digitale Ausgang an Flanken stark belastet, wodurch der zulässige Quellen-/Senkenstrom überschritten wird. Zweitens ist die stattfindende Filterung proportional zur Impedanz des digitalen Ausgangs, die, wenn überhaupt, schlecht spezifiziert ist. Tu es nicht.

Wenn der Widerstand mit dem Kondensator danach (parallel zur Last) in Reihe geschaltet ist, muss der Strom zum Laden des Kondensators durch den Widerstand fließen, und das Laden des Kondensators braucht notwendigerweise Zeit. Wenn die Last im Wesentlichen ein unendlicher oder sehr hoher Widerstand ist, z. B. der Eingang eines Operationsverstärkers oder ähnliches, lädt sich der Kondensator exponentiell auf. Selbst wenn die Eingangsquelle ideal mit Nullimpedanz wäre, würde der Widerstand die Laderate steuern.

Wenn der Kondensator vom Eingang nach Masse gelegt wird, hat ein nachfolgender Widerstand keinen Einfluss auf seine Lade- oder Entladeraten. Es gibt keine Filterwirkung. Siehe hier und hier . Wenn der Eingang ideal mit einer Impedanz von Null wäre, würde er versuchen, den Kondensator in Nullzeit mit unendlichem Strom aufzuladen. Wenn Sie auch einen idealen Kondensator verwenden würden, wären die Ergebnisse "unangenehm".

Links: R steuert Lade-/Entladestrom
Rechts: Strom potenziell "unendlich"

Wenn Sie Widerstand und Kondensator in Reihe schalten, erhalten Sie ein Zobel-Netzwerk und hier . Dies hat unter bestimmten Umständen Anwendung, ist jedoch für die PWM-Glättung nicht nützlich. (Bei DC ist die Impedanz unendlich und nimmt mit steigender Frequenz ab).

Wenn Sie den Kondensator über die Eingangs-PWM legen, filtert er nicht sehr effektiv (unter der Annahme eines CMOS-Gegentakt-Ausgangstreibers) und die Ausgangsspannung ist möglicherweise nicht genau, da die Lade- und Entladeströme durch den Idss des p- bestimmt werden. Kanal- und n-Kanal-MOSFETs im Treiber. Es wird ziemlich nichtlinear sein (das ist wichtig!). Es zieht übermäßige Stromspitzen aus der Stromversorgung und verursacht EMI. Dies verursacht eine übermäßige Verlustleistung (vielleicht > 100 mW) und praktisch alles, was im Chip abgeführt wird. Um eine ähnliche "Zeitkonstante" wie bei einem R / C mit 10 K und 100 nF zu erhalten, benötigen Sie einen 10-uF-Kondensator.

Ein Widerstand über der Last nimmt die obige Situation und verschlimmert sie etwas (oder viel schlimmer, je nachdem, wie niedrig der Widerstandswert im Vergleich zur Ausgangsstromfähigkeit des CMOS-Ausgangs ist.

Unten (unterer Satz von Kurven) ist ein Diagramm eines 10K/100nF-Filters (rote Kurve) im Vergleich zu einem 74HC00-Ausgang, der einen 10uF-Kondensator (violette Kurve) ansteuert, beide bei 10kHz mit 10% Einschaltdauer. Wie Sie sehen können, enthält die 74HC00-Version viele Fehler.

Dies ist eine direkte Folge der Überlastung der nichtlinearen CMOS-Ausgangsstufe – der n-Kanal-MOSFET hat einen höheren Idss, sodass er dominiert und der Fehler 50 % übersteigt.

Die grüne Spur oben ist der 10K/100nF-Filter, gefolgt (ohne Pufferung) von 20K-Serien und weiteren 100nF gegen Masse. Wie Sie sehen können, wird das Rauschen stark reduziert (weniger als ein halbes mV bei 500 mV).