Warum sagt LTSpice diese Oszillation des Operationsverstärkers nicht voraus?

Ich entwickle eine Schaltung, die als elektronische Last zum Testen von Netzteilen dient. Eine frühere Frage zum Testen dieser Schaltung erhielt mehrere sehr nützliche Antworten und ist hier zu finden: Wie teste ich die Stabilität des Operationsverstärkers? . Bei dieser Frage geht es darum, wie meine Simulations- und Testergebnisse zu interpretieren sind.

Dies ist der Schaltplan, wie er auf dem Steckbrett simuliert und getestet wurde:

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Das von LTSpice erstellte Diagramm zeigt, dass die Schaltung ziemlich stabil ist. Es gibt ein Überschwingen von 1 mV beim Anstieg von 5 V, das sich in einem Zyklus auflöst. Es kann kaum gesehen werden, ohne ein wenig hineinzuzoomen.

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Dies ist eine Aufnahme des gleichen Tests mit dem Zielfernrohr auf der Steckplatinenschaltung. Der Spannungsanstieg ist viel kleiner und die Periode länger, aber der Test ist derselbe; Einspeisen einer Rechteckwelle in den nicht invertierenden (+) Eingang des Operationsverstärkers.

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Wie Sie sehen können, gibt es ein signifikantes Überschwingen, vielleicht 20 %, dann einen exponentiellen Abfall zu einer stetigen Oszillation für die Dauer des hohen Signals, und es gibt ein geringfügiges Überschwingen beim Abfall. Die Höhe des niedrigen Signals ist nur das Grundrauschen (ca. 8 mV). Dies ist dasselbe wie wenn der Stromkreis ausgeschaltet ist.

So sieht der Aufbau des Steckbretts aus:

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Der MOSFET befindet sich oben auf einem Kühlkörper, verbunden durch die gelben, roten und schwarzen Drähte; Gate, Drain und Source. Die roten und schwarzen Drähte, die zum kleinen Proto-Board führen, sind IN+ bzw. IN- und mit den Bananenbuchsen des Steckbretts verbunden, um Strom auf Leistungsniveau durch das Steckbrett zu vermeiden. Die im Test geladene Stromquelle ist eine versiegelte Bleibatterie (SLA), um Instabilitäten in der Stromquelle selbst zu vermeiden. Über den silbernen Jumper wird die Rechteckwelle von meinem Funktionsgenerator eingespeist. Der Widerstand, die Diode usw. unten links ist Teil einer manuellen (potentiometerbasierten) Teilschaltung zur Einstellung des Lastpegels und nicht angeschlossen.

Meine Hauptfrage ist: Warum sagt LTSpice diese signifikante Instabilität nicht voraus? Es wäre wirklich praktisch, wenn dies der Fall wäre, da ich dann mein Kompensationsnetzwerk simulieren könnte. So wie es aussieht, muss ich nur ein paar verschiedene Werte einstecken und erneut testen.

Meine Haupthypothese ist, dass die Gate-Kapazität des IRF540N nicht im SPICE-Modell modelliert ist und ich eine kapazitive Last von ~ 2 nF treibe, die nicht berücksichtigt wird. Ich denke nicht, dass das ganz richtig ist, weil ich Kapazitäten im Modell sehe ( http://www.irf.com/product-info/models/SPICE/irf540n.spi ), die die richtige Größenordnung zu haben scheinen.

Gibt es eine Möglichkeit, die Simulation dazu zu bringen, diese Instabilität vorherzusagen, damit ich auch meine Kompensationsnetzwerkwerte einstellen kann?

ERGEBNISBERICHT:

Ok, es stellte sich heraus, dass das LTspice-Modell, das ich für den LM358-Operationsverstärker verwendete, ziemlich alt und nicht ausgefeilt genug war, um den Frequenzgang richtig zu modellieren. Die Aktualisierung auf eine relativ neue von National Semi hat die Oszillation nicht vorhergesagt, aber deutlich die 20%ige Überschreitung gezeigt, was mir etwas gab, mit dem ich arbeiten konnte. Ich habe auch die Impulsspitzenspannung an meinen Steckbretttest angepasst, wodurch das Überschwingen besser sichtbar wurde:

LTspice-Plot mit besserem LM358N-Modell

Basierend auf diesem "Feedback" begann ich mit der einstimmig empfohlenen Kompensationsmethode, die meiner Meinung nach ein Beispiel für die Kompensation des dominanten Pols ist . Ich bin mir nicht sicher, ob der Gate-Widerstand Teil dieses oder eines zweiten Kompensationsschemas ist, aber es stellte sich für mich als kritisch heraus. Hier sind die Werte, die ich nach einigem Ausprobieren erhalten habe:

Kompensierter Schaltplan

Dies erzeugte eine sehr stabile Wellenform, obwohl ich den Anstieg und Abfall etwas schärfer machen möchte, wenn ich könnte, um den Frequenzgang der Netzteile, die ich mit dieser Last testen werde, besser zu testen. Daran arbeite ich etwas später.

Kompensierter LTspice-Plot

Ich habe dann die neuen Werte auf dem Steckbrett verwendet, und siehe da, ich habe das bekommen:

Kompensierter Zielfernrohrschuss

Ich war ziemlich aufgeregt darüber :)

Zumal ich zum Einbau der neuen Komponenten die Parasiten des Steckbretts eher schlimmer als besser gemacht habe:

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Wie auch immer, dieser endete glücklich, ich hoffe, das hilft anderen, die ihn bei der Suche finden. Ich weiß, dass ich die kleinen Haare, die ich übrig habe, ausgerissen hätte, als ich versucht hätte, diese Werte einzuwählen, indem ich verschiedene Komponenten in das Steckbrett gesteckt hätte :)

Gibt es einen besonderen Grund, die 2nF-Last NICHT in Ihre Simulation einzubeziehen?
Was ist die Schwingungsfrequenz?
Was ich mit der Kapazität "~ 2 nF" meinte, ist die 1700 pF Ciss des IRF540N selbst. Die Oszillationsfrequenz beträgt 109 kHz. Ich bin mir nicht sicher, ob Sie vorschlagen, einen Kondensator in den LTSpice-Schaltplan einzubauen, um die Gate-Kapazität zu simulieren. Wenn ja, wenn Sie angeben könnten, wo die Enden verbunden werden sollen, wäre das eine große Hilfe. Ich habe erwähnt, dass die Gate-Drain-Kapazität dominiert, daher bin ich mir nicht sicher, ob ich sie zwischen Gate und Drain oder nur zwischen Gate und Masse anschließen soll.
Ich habe auch vergessen zu erwähnen, dass die Stromquelle, die für den Test über IN+ und IN- angeschlossen ist, eine versiegelte Bleisäurebatterie (SLA) ist. Ich wollte sicher sein, dass ich die Stabilität der Last teste und nicht die des Netzteils, das sie lädt :)
LTSpice versteht die Induktivitäten (auch bekannt als Drahtbrücken) zwischen Ihrem Steckbrett und dem MOSFET nicht. Es versteht auch nicht den wahrscheinlich gewundenen Weg, den 0 V bei der Verwendung eines Steckbretts nehmen. LTSpice WILL die Gate-Kapazität modellieren, und es ist auch erwähnenswert, dass der Source-Widerstand einen mittelgroßen Widerstand in Reihe mit dieser Gate-Kapazität setzt.
Das von mir verwendete IRF540-Modell (PSpice) enthält eine Bulk-Gate-Kappe von app. 2 nF, eine Gate-Source-Kappe von 1,1 nF und eine Gate-Drain-Kappe von ca. 0,5 nF. Ich nehme an, die Probleme entstehen durch parasitäre L- und C-Einflüsse auf dem Steckbrett. Sie sollten die belegte Fläche reduzieren (kürzere Anschlussdrähte).
Siehe meine Antwort unten (echtes Opamp-Modell und Kompensationsnetzwerk erforderlich).
Fügen Sie eine 0,1 uF niedrige ESR-Kappe mit minimal möglicher Serie L von Operationsverstärker Vcc zu Masse hinzu. Es sieht vielleicht physisch ähnlich aus wie das jetzt mit Vcc verbundene, aber ohne die immense Kopplungsschleife und die langen Steckbrettspuren. Es wird wahrscheinlich von Pin 8 bis Pin 4 über den IC-Körper gesteckt und hässlich aussehen, aber halb unendlich besser funktionieren. Fügen Sie dann die große Elektrolytkappe über die Stromversorgungsschienen hinzu, wo die Vcc-Leitung in die Stromschiene des Steckbretts eintritt. Wenn Sie sich dazu durchringen können, es vorerst hässlich aussehend von Pin 4 auf Dose 8 so direkt wie möglich zu verdrahten, kann das helfen, ...
... aber die Chancen stehen gut, dass die 0,1 uF, die Sie jetzt dort haben (anstelle des vorherigen L + C), genug helfen werden. Wenn das nicht geholfen oder genug geholfen hat, versuchen Sie es mit einem 10-Ohm-Widerstand vom Operationsverstärkerausgang zum FET-Gate. Das dient normalerweise dazu, die Dinge etwas falscher und mit weniger Grund als die Oszillation zu stoppen, die Sie sehen. | Es ist wahrscheinlich weit unten auf der Liste der relevantesten Punkte, aber es ist keine schlechte Idee, beide Eingänge des unbenutzten Operationsverstärkers zu erden (wahrscheinlich :-) - dh Murphy hat manchmal andere Ideen). Zurückmelden ... . DANN können Sie sich das "Was ist falsch an meiner beabsichtigten Schaltungs-Fragen und Antworten, mit denen sich andere befassen, ansehen.
Genau aus diesem Grund verwende ich so weit wie möglich nur Komponenten von Linear Technology in meinen Designs. Die Operationsverstärker kosten also vielleicht ein paar Pfund statt 10 Pence von eBay, aber es vermeidet all diesen Ärger. LT hat seinen Stand mit LTSpice aufgebaut und ich denke, dass es ein paar Pfund wert ist, eine genaue Simulation zu erhalten und diese Probleme zu vermeiden. Und Sie können es sich wahrscheinlich leisten.

Antworten (3)

Es gibt verschiedene Modelle für das LM358-Gerät. PSpice-Simulationen basierend auf „LM358“ ergeben einen Phasenabstand von ca. 50...60 Grad Aber anscheinend ist dies ein sehr einfaches Modell.

Bei Verwendung des Modells LM358/NS ist die Marge jedoch leicht negativ ! Dies erklärt die beobachtete Instabilität während der Messungen. Daher ist eine externe Stabilisierung des Rückkopplungsschemas erforderlich.

Kompensation : Ein Kompensationsschema (Reihenschaltung R = 500 ... 1000 Ohm und C = 50 ... 100 nF) am Ausgangsknoten des Operationsverstärkers bietet eine Phasenreserve von ca. 50 Grad. (Simulation).

Das war eine wichtige Hilfe. Ich hatte ein LM358 Spice-Modell von 1989 verwendet, das viel einfacher war als das LM358 / NS-Modell, das ich basierend auf Ihrem Zeiger gefunden hatte. Ich habe auch die injizierte Rechteckwellenamplitude in der Simulation reduziert, um sie meinem Testpegel anzupassen, und zwischen den beiden sehe ich jetzt deutlich das 20%ige Überschwingen mit exponentiellem Abfall im Anstieg. Die Oszillation erscheint nicht im Simulationsdiagramm, aber ich bin vorerst mit dem Überschwingen vollkommen zufrieden und denke, wenn ich das sauber kompensieren kann, wird die Oszillation wahrscheinlich damit einhergehen. Ich werde berichten wie es weitergeht :)
Können Sie die Platzierung der von Ihnen genannten Vergütungskomponenten erläutern? Denken Sie 1 kΩ zwischen V.sense-Knoten und invertierendem Eingang und 100 nF zwischen Operationsverstärkerausgang und invertierendem Eingang? Das wäre eine Dominant-Pole-Kompensation, glaube ich, nicht wahr? (Ich bekomme nur meine Vergütungs-Bedingungen direkt in meinen Kopf :)
Danke @LvW, das stellte sich als das Problem heraus. Sobald ich das aktualisierte Modell dort hatte, brachte es mich auf den Weg zum Erfolg. Du bekommst das grüne Häkchen :)
Scanny, mit dem Rückkopplungskondensator haben Sie den Opamp jetzt in einen Intergator (Tiefpass mit sehr kleiner Eckfrequenz) verwandelt. Das stabilisiert natürlich die ganze Schaltung, weil die Bandbreite drastisch reduziert wird - mit der Folge eines schlechten Impulsverhaltens (Anstiegszeit erhöht). In Steuerungssystemen wird dieses Verfahren "Stabilisierung bis zum Tod" genannt. Wenn man damit leben kann - ok. Wenn nicht, müssen Sie es mit einer etwas "kniffligeren" Kompensation versuchen.
Ich bin total bereit für eine kniffligere Kompensation @Lvw; was würdest du empfehlen?
Wie ich Ihnen in meiner ausführlichen Antwort gesagt habe: RC-Serienverbindung zwischen Operationsverstärkerausgang und Masse (0,5 ... 1 kOhm und 50 ... 100 nF).
Ah, das andere Ende geht auf Masse , jetzt verstehe ich es :) Ich werde es versuchen. Danke @LvW :)

Die LTSpice-Simulation kann Schaltungselemente nicht berücksichtigen, die Sie nicht eingegeben haben: in diesem Fall Ihre Steckbrettverdrahtung, die einen Filter hinzufügt (noch einen RLC-Filter).

Was Sie sehen, ist die Sprungantwort, wenn Sie beginnen, die (fast) Rechteckwelle in den Verstärker zu treiben. An dem Punkt, an dem Sie den Eingang zum ersten Mal pulsieren (nachdem Sie ihn für eine beträchtliche Zeit ruhig gehalten haben), sehen Sie gedämpfte Reaktionstransienten (offensichtlich bei den ersten paar Schaltzyklen) und nähern sich dann dem, was Sie erwartet haben.

Obwohl die Kapazität des FET wahrscheinlich niedrig genug ist, um den Verstärker zu treiben, ist es üblich, die Gate-Kapazität durch einen Widerstand zu entkoppeln. Dadurch wird am Gate des FET ein Tiefpassfilter gebildet, sodass ein Kompromiss zwischen der Schaltungsantwort und dem Überschwingen / Überschwingen des Verstärkers besteht, was Sie sehen, wenn die anfängliche Sprungantwort verschwunden ist. Es gibt auch einen Pol vom invertierenden Eingang zur Schaltungsreferenz (Masse), und es ist üblich, einen kleinen Kondensator in der Rückkopplungsschleife mit ungefähr der gleichen Kapazität zu sehen, um dies zu kompensieren.

Der Wert, den Sie verwenden sollten, hängt vom Schaltungslayout ab, aber in diesem Fall würde ich mit etwa 100 pF beginnen (auf einer richtig ausgelegten Leiterplatte wäre dieser Wert eher 5 pF bis 10 pF).

Beim Klingeln des Verstärkers kann das Datenblatt Diagramme enthalten, die das Überschwingen / Unterschwingen im Vergleich zu verschiedenen kapazitiven Lasten zeigen. Dies ist in modernen Verstärkerdatenblättern durchaus üblich.

HTH

Ich hätte ein solches Schema nicht angewendet. Dieses Schema lässt sich leicht in einen Stall umwandeln. Zwischen den Ausgang und das Gate des Transistors legen Sie den Widerstand R1 = 1kOhm. Zwischen die Source des Transistors und den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers einen Widerstand R2 = 10kOhm legen. Zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers einen Kondensator C1 = 1000pF schalten.

Danke Alexander, diese Werte waren ein guter Ausgangspunkt und dann habe ich sie von dort aus eingestellt :)
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