Wie werden die gewünschten Spezifikationen in einer Verstärkerschaltung mit gemeinsamem Emitter festgelegt? (Anfänger)

Hier sind einige Überlegungen, die Einfluss darauf haben könnten, wie Sie einen BJT in Ihrem Verstärker vorspannen.

An erster Stelle steht der Lärm, der am häufigsten übersehen wird. BJTs haben eine sogenannte Rauschzahl. Ich werde diesen Wikipedia-Artikel paraphrasieren , der besagt, dass die Rauschzahl die Dezibel-Darstellung von "dem Verhältnis des tatsächlichen Ausgangsrauschens zu dem ist, das verbleiben würde, wenn das Gerät selbst kein Rauschen erzeugen würde". In Bezug auf das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) ist es das Verhältnis von Eingangs-SNR zu Ausgangs-SNR.

Offensichtlich müssen Sie bei einigen Anwendungen sehr darauf achten, das Rauschen zu minimieren, wie z. B. bei einem Mikrofonvorverstärker. Dies ist sinnvoll, wenn man bedenkt, dass die Verstärkung eines Mikrofonverstärkers in die Hunderte gehen kann und jedes Rauschen, das in den frühen Verstärkungsstufen vorhanden ist, ebenfalls um diesen Faktor verstärkt wird.

Andere interessieren sich vielleicht weniger für Rauschen, zum Beispiel die Leistungsendstufe eines Audioverstärkers (es sei denn, Sie sind ein Audiophiler) mit einer Spannungsverstärkung von 1. In solchen Fällen interessieren Sie sich wahrscheinlich nicht für ein paar zusätzliche Mikrovolt Rauschen .

Wenn Sie sich mit Rauschen befassen, müssen Sie einen Transistor verwenden, der in dieser Hinsicht für eine gute Leistung ausgelegt ist, und sich auf die im Datenblatt enthaltenen Informationen zur Rauschzahl beziehen. Beispielsweise sagt uns das Datenblatt des OnSemi 2N5089 , dass dieses Gerät eine Rauschzahl von 2 dB hat. Vergleichen Sie das mit der Rauschzahl des 2N3904 von etwa 5 dB.

Dieses Datenblatt ist insofern ungewöhnlich gut, als es sehr detailliert auf das Rauschverhalten eingeht (und sogar ein Spice-Modell enthält), mit Grafiken wie dieser (ab Seite 6):

Wie Sie sehen können, müssen Sie diesen Transistor in einem Regime betreiben, das ihn an einem günstigen Punkt auf einem dieser Diagramme platziert, wenn Sie das Rauschen minimieren möchten. Sie können sehen, dass der Kollektorstrom idealerweise knapp über 200 µA liegen würde.

Ein weiteres einfacheres Beispiel, das mir einfällt, ist die maximale Leistungsübertragung, bei der der Eingangswiderstand der Quelle entsprechen muss. Um einen 600-Ω-Eingangswiderstand passend zu einem 600-Ω-Mikrofon zu konstruieren, benötigen Sie die parallele Kombination der Basis-Vorspannungswiderstände auf 600 Ω:

Das Ding, das am Ausgang hängt, wird einen großen Einfluss haben. Sie müssen die Ausgangsimpedanz deutlich niedriger halten als die Eingangsimpedanz der nächsten Stufe, um die Dinge so linear wie möglich zu halten und um zu verhindern, dass die nächste Stufe die Vorspannung dieser Stufe durcheinander bringt. Dies entspricht normalerweise einem möglichst niedrigen Kollektorwiderstand.

In den meisten Fällen ist es eine gute Idee, alle Widerstände so niedrig wie möglich zu halten (ohne andere Einschränkungen zu verletzen, die Sie natürlich einhalten müssen, wie z. B. den Stromverbrauch), da jeder Widerstand eine Rauschquelle darstellt, die sich mit zunehmendem Widerstand verschlechtert.

In Bezug auf die Verstärkung sind Sie sich sicher bereits bewusst, dass die von Ihrem Verstärker erreichbare Bandbreite durch die Schwächen des Transistors und verschiedene andere im System vorhandene "parasitäre" Elemente begrenzt ist. Gain (-Rc/Re) versus Bandbreite ist also noch eine weitere Sache, die Ihnen das Leben schwerer macht. Sie können Rc nicht einfach hundertmal größer als Re machen und für Ihren Ultraschall-Fernbedienungsempfänger eine Verstärkung von -100 bis hinauf zu 60 kHz erwarten.

Sie könnten versucht sein, die Kollektorspannung auf halbem Weg zwischen die Versorgungen zu legen, aber das ist möglicherweise nicht notwendig. Erwartet man zB nur 100mV Hub am Ausgang, kann man den Ruhe-Ausgangspegel mehr oder weniger beliebig platzieren, was einem eine größere Freiheit bei der Wahl der Werte für Rc und Re gibt.

Es gibt sicherlich noch andere Überlegungen, die die verschiedenen „Zielcharakteristiken“ eines jeden Verstärkers definieren, aber das sollte Ihnen eine Vorstellung davon geben, wie Sie anfangen könnten, sie anzugehen.

Der Ruhestrom ergibt sich meist aus anderen Überlegungen.

Eine Möglichkeit ist, wenn es sich um einen Vorverstärker handelt. Hier besteht das Ziel normalerweise darin, die Dinge so einzurichten, dass der Rauschbeitrag des BJT in Bezug auf das Quellenrauschen minimiert wird. Es gibt eine sogenannte "Rauschzahl", die das von der BJT-Verstärkerstufe hinzugefügte Rauschen im Vergleich zu dem von der Quelle erzeugten Rauschen ausdrückt. In einer perfekten Situation fügt der BJT kein Rauschen hinzu und die Rauschzahl ist$0\:\text{dB}$. Aber natürlich bedeutet die Realität, dass das niemals wahr ist. Der BJT hat Johnson-Rauschen für seinen Basiswiderstand und Schrotrauschen für Ströme, die seinen PN-Übergang kreuzen, und diese tragen zur Situation bei. In einem solchen Fall wird der Ruhestrom (andere Angaben zum BJT sind gleich) mit höheren Werten für niedrigere Quellenimpedanzen und niedrigeren Werten für höhere Quellenimpedanzen gewählt.

Im Großen und Ganzen möchten Sie, dass der Kollektorruhestrom irgendwo dazwischen liegt$\frac{300\:\text{mV}}{R_{_\text{SOURCE}}}$Und$\frac{3\:\text{V}}{R_{_\text{SOURCE}}}$. Eine gute Vermutung könnte sein, einfach zu verwenden$\frac{1\:\text{V}}{R_{_\text{SOURCE}}}$. Wenn die Quellenimpedanz ungefähr ist$600\:\Omega$(einer von vielen Audiostandards) dann finden Sie vielleicht$I_{_\text{Q}}\approx 1.7\:\text{mA}$als eine Option. Wenn schließlich der Quellenwiderstand mehr als einige zehn kOhm beträgt, ist ein JFET wahrscheinlich die bessere Wahl für die Rauschüberlegung.

Der obige Absatz ist jedoch "fast nutzlos", wenn Sie es mit Lärm ernst meinen. Es gibt ein sehr gut geschriebenes Buch zu diesem Thema, das Kapitel 5 einer guten Diskussion über Rauschen und BJTs widmet: Berkhard Vogels 2. Ausgabe von "Balanced Phono-Amps: An Extension to the 'The Sound of Silence' Editions" . Dies ist die Art von Go-to-Book, die Sie zur Hand haben möchten, damit Sie nichts Wichtiges verpassen. Tatsächlich denke ich, dass dieses Buch von einzigartigem Wert und ein Muss ist.

Ein anderer Weg ignoriert die Rauschprobleme und konzentriert sich stattdessen auf Spannungsverstärkungsschwankungen aufgrund des Signals. Signalabhängige Verstärkungsvariation ist ein anderer Ausdruck für Verzerrung . Und eine geringe Verzerrung ist ein weiteres mögliches Ziel. In diesem Fall gibt es andere Berechnungen.

Die Formel ist ein wenig lang und ignoriert Details, selbst dann. Noch weiter vereinfacht, können Sie es nur mit der Ausgangsimpedanz, der Verstärkungsgröße und dem gewünschten THD sehr grob annähern. Um$I_{_\text{Q}}\approx\frac{\mid A_v\mid\,V_T}{2\,R_{_\text{C}}\,\sqrt{{T\! \small HD}}}$. Zum Beispiel, wenn$R_{_\text{C}}=2.7\:\text{k}\Omega$,$\mid A_v\mid=50$, Und${T\! \small HD}=1\%$, dann würde ich ungefähr trainieren$I_{_\text{Q}}\approx 2.4\:\text{mA}$.

Die vollständigere Version berücksichtigt jedoch das Eingangssignal und für Ihren Fall den Peak-to-Peak-Eingang$v_{_\text{PP}}\approx 28.3\:\text{mV}$(vorausgesetzt, die Spezifikation ist RMS) finde ich$I_{_\text{Q}}\approx 3.1\:\text{mA}$, stattdessen.

Ihre Beispielspezifikationen ergeben für mich keinen Sinn. Die relativ groß$V_{_\text{CC}}$und Klein$I_{_\text{Q}}$schlagen einen etwas großwertigen Kollektorwiderstand vor. Aber die Ausgangslastimpedanz,$R_{_\text{L}}$, bedeutet, dass der größte Teil der Open-Loop-Verstärkung schnell aufgeteilt wird. Das bedeutet, dass die Stufenverstärkung viel höher sein muss, um dies zu kompensieren – so viel höher, dass Sie fast einen geerdeten Emitter betreiben müssten. Aber das bedeutet niedrige Eingangsimpedanz (zu weit unter der Spezifikation) und auch, ohne NFB, auch Verzerrung – viel davon.

Ich bin allerdings nur ein Bastler. Hoffentlich werden sich bessere Leute als ich einmischen und helfen.

Ich möchte zunächst verstehen, wie über verschiedene Verstärkerspezifikationen entschieden wird.

Großartiges Design entsteht nur, wenn man lernt, wie man gute Spezifikationen erstellt und sie dann ableitet, aber sie lehren genau das Gegenteil. (In jedem Fall braucht man beides)

Anstatt dem schlechten Designbeispiel im Lehrbuch zu folgen, schauen Sie sich den CE, Common Emitter H-biased NPN in diesem klassischen Instrument an: Der Tektronix 492 Spectrum Analyzer, und verstehen Sie dann die Spezifikationen des Designs.

Siehe Kasten 2

• Zin = 47 Ohm + re = 50 Ohm
  Kollektor zur Spule mit Mittelanzapfung ~ > 100 nH ist hochohmig und verlustfrei
• Die Spannungsverstärkung beträgt 50 % von 1 k/50 = 10 bei einer 50-Ohm-Last
• Zout beträgt ~ 3 Ohm aufgrund der negativen Rückkopplung des Kollektors. es kann also vier 50-Ohm-Lasten [Kasten 3] mit jeweils einer Verstärkung von 2 treiben. Diese Doppelversorgung kann Rauschen haben und wird durch die 100-Ohm-0,022-Kappen gefiltert

Common Emitter- oder CE-Verstärker sind grundlegende einfache CCTs für allgemeine Spannungsverstärkung, die ein Produkt aus Stromverstärkung und Impedanzverhältnissen ist. Oft verwendet man ein 50 Ohm Sig. Gen. aber nicht immer, daher muss die Quellenimpedanz angegeben werden, um die Eingangsdämpfung und die AC-Kopplung zu bestimmen

Wir können eine Art Leistungsverstärkung berechnen, aber hier werden wir nur die Spannungsverstärkung untersuchen und eine gewisse Stromverstärkung hFE aus der 2N3904-Spezifikation annehmen. (Obwohl der 2N5088 aufgrund des höheren hFE eine viel bessere Wahl für Audio ist, war er einst ein Goldstandard (Wortspiel beabsichtigt, weil sie Golddotierung hinzugefügt haben, um einen höheren hFE zu erreichen)

Bei großen Schwankungen, die eine niedrigere Impedanz als den Rc-Kollektor antreiben, der Ihre Ausgangsimpedanz ist, ist es dumm, und wenn der AC-Laststrom Ihren DC-Kollektorstrom übersteigt, leitet der Transistor nicht mehr.

Daher haben Audioverstärker und Operationsverstärker immer eine viel höhere Last als die Ausgangsimpedanz. RL>> Zout (Normalerweise 100x niedrigere Treiberimpedanz) Während "maximale Leistungsübertragung", sagt die MPT-Theorie, dies auftritt, wenn die Impedanzen angepasst sind, haben wir es hier nicht mit viel Leistung zu tun und wollen nur eine Spannungsverstärkung. Der einfache CE-Verstärker ist eher ein "Vorverstärker" vor jeder Endstufe, falls erforderlich.

Da es sich um einen einfachen Verstärker handelt, eignet er sich gut zum Lernen, aber es gibt weitaus bessere Möglichkeiten mit Differenzverstärkern, Operationsverstärkern usw. Aber wir werden das nicht diskutieren.

Auch dieses Beispiel im Laborbuch ist eine Lernübung mit schlechten Designspezifikationen. Es ist also ein schlechtes Beispiel für ein Design, aber eher, wie man ein schlechtes Design mit schlechten Spezifikationen versteht, wie z. B. zu sehen, wie eine 1K-Last Rc = 4k stark dämpft, und sich dann daran erinnert, dies nicht noch einmal zu tun und den maximalen Eingang nicht anzugeben, da Sie das nicht zentrieren müssen Kollektorausgang DC, wenn Sie den AC-Ausgang nur auf 150 mV an einer 30-V-DC-Versorgung treiben.

Lassen Sie uns also über Designentscheidungen sprechen, um zu sehen, was für ein einfaches Design erforderlich ist.

Modifiziertes Designbeispiel:

Eingang: 20 Hz min., 80 mV pp max
. Quellenimpedanz: 1 kΩ
Ausgang: 4 Vpp max. mit einer Verstärkung von 50
Vcc: Ihre Wahl, aber mindestens 5 bis 9 V, um Verzerrungen an beiden Spitzen (Grenzwert und Sättigung) zu minimieren

• Cutoff ist, wenn Ic auf 0 geht und der NPN-Kollektor auf Vcc geht, aber bevor diese Verstärkung bereits begonnen hat, abzunehmen
• Sättigung liegt vor, wenn Vce unter 0,7 V fällt. Da dies den maximalen Ic darstellt, wenn die Verstärkung zu steigen beginnt, bevor der Boden abgeschnitten wird, wenn der Kollektor in die Nähe des Bodens geht.

fortgesetzt werden

Wenn die Verstärkung AV hoch ist, ist die Harmonische 2. Ordnung ebenfalls hoch, da die Variation von Vbe zu Ic nichtlinear ist. Aus diesem Grund wird NFB verwendet, um die Verstärkungen von 100 Open Loop auf 50 oder weniger zu reduzieren, wobei Rcb hinzugefügt wird, um die Variation in Vbe zu reduzieren. Dies ist eine signifikante Kompromissverbesserung. Obwohl dies für niedrige Verstärkungen nicht erforderlich ist, da Vbe relativ zum modulierenden Emitter konstant bleibt, Ie = Ve/Re.

Zu den erweiterten Designspezifikationen gehören THD, NF, Einschaltzeit, Stabilisierungszeit und Empfindlichkeitsanalyse für hFE-Variationen und Vergleiche mit Common-Base-Designs.