Korrektes Bypassing und Erdung sind leider Themen, die anscheinend schlecht gelehrt und schlecht verstanden werden. Sie sind eigentlich zwei getrennte Probleme. Du fragst nach dem Bypassing, bist aber implizit auch ins Grounding geraten.

Bei den meisten Signalproblemen, und dieser Fall ist keine Ausnahme, hilft es, sie sowohl im Zeitbereich als auch im Frequenzbereich zu betrachten. Theoretisch können Sie beides analysieren und mathematisch in das andere umwandeln, aber sie geben jeweils unterschiedliche Einblicke in das menschliche Gehirn.

Die Entkopplung stellt ein nahezu großes Energiereservoir bereit, um die Spannung bei sehr kurzfristigen Änderungen der Stromaufnahme zu glätten. Die Leitungen zurück zum Netzteil haben eine gewisse Induktivität, und das Netzteil braucht etwas Zeit, um auf einen Spannungsabfall zu reagieren, bevor es mehr Strom erzeugt. Auf einer einzelnen Platine kann es normalerweise innerhalb weniger Mikrosekunden (us) oder zehn von uns aufholen. Digitale Chips können jedoch ihre Stromaufnahme in nur wenigen Nanosekunden (ns) stark ändern. Die Entkopplungskappe muss sich in der Nähe der Leistungs- und Erdungsleitungen des digitalen Chips befinden, um ihre Aufgabe zu erfüllen, da die Induktivität in diesen Leitungen sonst daran hindert, den zusätzlichen Strom schnell zu liefern, bevor die Hauptstromversorgung aufholen kann.

Das war die Zeitbereichsansicht. Im Frequenzbereich sind digitale Chips Wechselstromquellen zwischen ihren Stromversorgungs- und Erdungsstiften. Bei Gleichstrom kommt der Strom aus der Hauptstromversorgung und alles ist in Ordnung, also ignorieren wir Gleichstrom. Diese Stromquelle erzeugt einen breiten Frequenzbereich. Einige der Frequenzen sind so hoch, dass die geringe Induktivität relativ lange dazu führt, dass die Hauptstromversorgung zu einer erheblichen Impedanz wird. Das bedeutet, dass diese hohen Frequenzen lokale Spannungsschwankungen verursachen, wenn sie nicht behandelt werden. Die Bypass-Kappe ist der niederohmige Shunt für diese hohen Frequenzen. Auch hier müssen die Leitungen zur Bypass-Kappe kurz sein, sonst ist ihre Induktivität zu hoch und behindert den Kondensator, der den vom Chip erzeugten Hochfrequenzstrom kurzschließt.

In dieser Ansicht sehen alle Ihre Layouts gut aus. Die Kappe befindet sich jeweils in der Nähe der Power- und Ground-Chips. Allerdings mag ich keinen von ihnen aus einem anderen Grund, und dieser Grund ist Erdung.

Gute Erdung ist schwerer zu erklären als Bypass. Es würde ein ganzes Buch brauchen, um wirklich in dieses Thema einzusteigen, also werde ich nur Teile davon erwähnen. Die erste Aufgabe der Erdung besteht darin, eine universelle Spannungsreferenz bereitzustellen, die wir normalerweise als 0 V betrachten, da alles andere relativ zum Erdungsnetz betrachtet wird. Überlegen Sie jedoch, was passiert, wenn Sie Strom durch das Erdungsnetz leiten. Sein Widerstand ist nicht Null, was zu einer kleinen Spannungsdifferenz zwischen verschiedenen Erdungspunkten führt. Der Gleichstromwiderstand einer Kupferebene auf einer Leiterplatte ist normalerweise niedrig genug, sodass dies für die meisten Schaltungen kein allzu großes Problem darstellt. Eine rein digitale Schaltung hat mindestens 100 s mV-Rauschspielraum, daher sind ein paar 10 s oder 100 s μV-Masse-Offset keine große Sache. In einigen analogen Schaltungen ist es das, aber das ist nicht das Thema, auf das ich hier eingehen möchte.

Überlegen Sie, was passiert, wenn die Frequenz des Stroms, der über die Masseebene fließt, immer höher wird. Irgendwann ist die gesamte Masseebene nur noch 1/2 Wellenlänge breit. Jetzt haben Sie keine Grundplatte mehr, sondern eine Patch-Antenne. Denken Sie nun daran, dass ein Mikrocontroller eine Breitbandstromquelle mit Hochfrequenzkomponenten ist. Wenn Sie den unmittelbaren Erdstrom auch nur ein wenig über die Masseebene leiten, haben Sie eine mittengespeiste Patchantenne.

Die Lösung, die ich normalerweise verwende und für die ich einen quantitativen Beweis habe, dass sie gut funktioniert, besteht darin, die lokalen Hochfrequenzströme von der Masseebene fernzuhalten. Sie möchten ein lokales Netz aus den Strom- und Erdungsanschlüssen des Mikrocontrollers erstellen, diese lokal umgehen und dann nur eine Verbindung zu jedem Netz zu den Strom- und Erdungsnetzen des Hauptsystems haben. Die vom Mikrocontroller erzeugten Hochfrequenzströme gehen aus den Stromversorgungsstiften, durch die Bypass-Kappen und zurück in die Erdungsstifte. In dieser Schleife kann viel böser Hochfrequenzstrom fließen, aber wenn diese Schleife nur eine einzige Verbindung zu den Stromversorgungs- und Erdungsnetzen der Platine hat, bleiben diese Ströme weitgehend von ihnen fern.

Um dies auf Ihr Layout zurückzubringen, was mir nicht gefällt, ist, dass jede Bypass-Kappe ein separates Via zu Strom und Masse zu haben scheint. Wenn dies die Hauptstrom- und Masseebenen der Platine sind, dann ist das schlecht. Wenn Sie über genügend Schichten verfügen und die Durchkontaktierungen wirklich zu lokalen Strom- und Masseebenen führen, ist dies in Ordnung, solange diese lokalen Ebenen nur an einem Punkt mit den Hauptebenen verbunden sind .

Dazu braucht es keine lokalen Flugzeuge. Ich verwende routinemäßig die lokale Strom- und Erdungsnetztechnik, sogar auf 2-Lagen-Platten. Ich verbinde manuell alle Erdungsstifte und alle Leistungsstifte, dann die Bypass-Kappen, dann den Kristallschaltkreis, bevor ich etwas anderes verlege. Diese lokalen Netze können ein Stern oder was auch immer direkt unter dem Mikrocontroller sein und dennoch ermöglichen, dass andere Signale nach Bedarf um sie herum geleitet werden. Allerdings müssen diese lokalen Netze wiederum genau eine Verbindung zu den Strom- und Erdungsnetzen der Hauptplatine haben. Wenn Sie eine Erdungsebene auf Platinenebene haben, gibt es eine über eine Stelle, um das lokale Erdungsnetz mit der Erdungsebene zu verbinden.

Normalerweise gehe ich ein bisschen weiter, wenn ich kann. Ich platziere 100-nF- oder 1-μF-Keramik-Bypass-Kappen so nah wie möglich an den Strom- und Erdungsstiften, leite dann die beiden lokalen Netze (Strom und Masse) zu einem Speisepunkt und lege eine größere (normalerweise 10 μF) Kappe darüber und mache die einzelne Verbindungen zur Platinenmasse und zu den Stromnetzen direkt auf der anderen Seite der Kappe. Diese sekundäre Kappe stellt einen weiteren Nebenschluss für die Hochfrequenzströme bereit, die entkommen sind, indem sie von den einzelnen Bypass-Kappen überbrückt werden. Aus Sicht des Rests der Platine verhält sich die Strom-/Massezufuhr zum Mikrocontroller gut ohne viele unangenehme hohe Frequenzen.

Um nun endlich Ihre Frage zu beantworten, ob das Layout, das Sie haben, im Vergleich zu dem, was Sie für Best Practices halten, von Bedeutung ist. Ich denke, Sie haben die Strom- / Erdungsstifte des Chips gut genug umgangen. Das heißt, es sollte gut funktionieren. Wenn jedoch jeder über eine separate Durchkontaktierung zur Hauptmasseebene verfügt, treten möglicherweise später EMI-Probleme auf. Ihre Schaltung läuft einwandfrei, aber Sie können sie möglicherweise nicht legal verkaufen. Denken Sie daran, dass HF-Übertragung und -Empfang wechselseitig sind. Eine Schaltung, die HF von ihren Signalen emittieren kann, ist ebenfalls anfällig dafür, dass diese Signale externe HF aufnehmen und dieses Rauschen über dem Signal ist, also ist es nicht nur das Problem eines anderen. Ihr Gerät funktioniert möglicherweise einwandfrei, bis beispielsweise ein nahe gelegener Kompressor gestartet wird. Dies ist nicht nur ein theoretisches Szenario. Ich habe genau solche Fälle gesehen,

Hier ist eine Anekdote, die zeigt, wie dieses Zeug einen echten Unterschied machen kann. Ein Unternehmen stellte kleine Gizmos her, deren Herstellung sie 120 US-Dollar kostete. Ich wurde angeheuert, um das Design zu aktualisieren und die Produktionskosten möglichst unter 100 Dollar zu halten. Der vorherige Ingenieur hat HF-Emissionen und Erdung nicht wirklich verstanden. Er hatte einen Mikroprozessor, der jede Menge HF-Mist aussendete. Seine Lösung, um die FCC-Tests zu bestehen, bestand darin, das ganze Durcheinander in eine Dose zu packen. Er stellte eine 6-lagige Platine her, deren unterste Schicht geschliffen war, und ließ dann zur Produktionszeit ein maßgefertigtes Stück Blech über den unangenehmen Abschnitt löten. Er dachte, dass es nicht strahlen würde, wenn man alles in Metall einschließt. Das ist falsch, aber etwas nebenbei, auf das ich jetzt nicht eingehen werde. Die Dose hat die Emissionen so reduziert, dass sie bei FCC-Tests nur mit 1/2 dB Reserve quietschten (das ist nicht viel).

Mein Design verwendete nur 4 Schichten, eine einzige platinenweite Masseebene, keine Stromversorgungsebenen, aber lokale Masseebenen für einige der ausgewählten ICs mit Einzelpunktverbindungen für diese lokalen Masseebenen und die lokalen Stromnetze, wie ich es beschrieben habe. Um es kurz zu machen, dies übertraf die FCC-Grenze um 15 dB (das ist viel). Ein Nebeneffekt war, dass dieses Gerät teilweise auch ein Radioempfänger war und die viel leiseren Schaltkreise weniger Rauschen in das Radio einspeisten und seine Reichweite effektiv verdoppelten (das ist auch viel). Die endgültigen Produktionskosten betrugen 87 US-Dollar. Der andere Ingenieur arbeitete nie wieder für diese Firma.

Daher ist es wirklich wichtig, die hochfrequenten Schleifenströme richtig zu umgehen, zu erden, zu visualisieren und damit umzugehen. In diesem Fall trug es dazu bei, das Produkt gleichzeitig besser und billiger zu machen, und der Ingenieur, der es nicht bekam, verlor seinen Job. Nein, das ist wirklich eine wahre Geschichte.

Das Hauptziel eines Stromverteilungsnetzes ist es, die Induktivität zwischen verbundenen Komponenten zu reduzieren. Dies ist am wichtigsten für die Ebene, die Sie als Referenz verwenden (z. B. "ground", "vref" oder "return"), da die Spannung in diesem Netz als Referenz für die Spannungen an Ihren Signalen verwendet wird. (Beispielsweise beziehen sich die VIL/VIH-Schwellen eines TTL-Signals auf den GND-Pin des Chips, nicht auf VCC.) Der Widerstand ist in den meisten PCB-Anwendungen eigentlich nicht so wichtig, da die Induktivitätskomponente der Gesamtimpedanz dominiert. (Auf einem IC-Chip ist dies jedoch umgekehrt: Der Widerstand ist der dominierende Teil der Impedanz.)

Bitte bedenken Sie, dass diese Probleme für Hochgeschwindigkeitsschaltungen (>1 MHz) am wichtigsten sind.

Bezugsebene als konzentrierter Knoten

Als Erstes müssen Sie überprüfen, ob Ihre Referenzebene im Gegensatz zu einer Übertragungsleitung als konzentrierter Knoten betrachtet werden kann. Wenn die Anstiegszeit Ihres Signals länger ist als die Zeit, die das Licht benötigt, um von einer Kante der Platine zur anderen und zurück zu gelangen ( in Kupfer ; eine gute Faustregel ist 8 Zoll [200 mm] pro Nanosekunde), dann können Sie Betrachten Sie die Referenzebene als ein konzentriertes Element, und der Abstand von der Last zum Entkopplungskondensator spielt keine Rolle. Dies ist eine wichtige Entscheidung, da sie Ihre Platzierungsstrategie für Stromdurchkontaktierungen und Kondensatoren beeinflusst.

Wenn die Ebenenabmessungen größer sind, müssen Sie nicht nur Entkopplungskondensatoren verteilen, sondern Sie benötigen auch mehr davon, und die Kondensatoren müssen sich innerhalb des Anstiegszeitabstands der Last befinden, die sie entkoppeln.

Über Induktivität

Wenn wir unsere Bemühungen fortsetzen, die Induktivität zu minimieren, wird die Induktivität zwischen Teil und Ebene dominant, wenn die Ebene ein konzentriertes Element ist. Betrachten Sie C19 in Ihrem ersten Beispiel. Die von der Ebene zum Chip gesehene Induktivität steht in direktem Zusammenhang mit der von den Spuren umschlossenen Fläche. Mit anderen Worten, folgen Sie dem Pfad von der Stromversorgungsebene zum Chip, dann ziehen Sie den Erdungsstift zur Erdungsebene zurück und schließen Sie schließlich die Schleife zurück zur Stromversorgung. Die Minimierung dieses Bereichs ist Ihr Ziel, da weniger Induktivität mehr Bandbreite bedeutet, bevor die Induktivität die Entkopplungskapazität dominiert. Denken Sie daran, dass die Länge der Durchkontaktierung von Oberfläche zu Ebene Teil des Pfads ist; Referenzebenen in der Nähe der Oberflächen zu halten, hilft sehr. Bei 6- oder mehrschichtigen Platinen ist es nicht ungewöhnlich, dass sowohl die erste als auch die letzte innere Schicht Referenzebenen sind.

Während Sie also zunächst eine ziemlich kleine Induktivität haben (ich schätze 10-20 nH), kann sie reduziert werden, indem Sie dem IC einen eigenen Satz von Durchkontaktierungen geben: Angesichts Ihrer Durchkontaktierungsgröße, eine Durchkontaktierung neben Pin 97 und eine andere in der Nähe Pin 95 würde die Induktivität auf etwa 3 nH reduzieren. Wenn Sie es sich leisten können, würden hier kleinere Durchkontaktierungen helfen. (Obwohl, ehrlich gesagt, da Ihr Teil ein LQFP anstelle eines BGA ist, hilft dies möglicherweise nicht viel, da der Leadframe im Gehäuse allein 10 & nbps; nH beitragen könnte. Oder vielleicht ist es nicht so viel, weil .. .)

Gegeninduktivität

Die Leitungen und Durchkontaktierungen, die zu einer Last oder einem Kondensator führen, existieren nicht im Vakuum. Wenn eine Zuleitung vorhanden ist, muss auch eine Rückleitung vorhanden sein. Da dies Drähte sind, durch die Ströme fließen, erzeugen sie Magnetfelder, und wenn sie nahe genug beieinander liegen, erzeugen sie eine gegenseitige Induktivität. Dies kann entweder schädlich (wenn es die Gesamtinduktivität erhöht) oder vorteilhaft (wenn es die Gesamtinduktivität verringert) sein.

Wenn die Ströme in jedem der parallelen Drähte (ich sage "Draht", um sowohl die Leiterbahn als auch die Durchkontaktierung einzuschließen) in die gleiche Richtung gehen, fügt die Gegeninduktivität der Selbstinduktivität hinzu und erhöht die Gesamtinduktivität. Wenn die Ströme in jedem Draht in entgegengesetzte Richtungen gehen, subtrahiert die Gegeninduktivität von der Selbstinduktivität und verringert die Gesamtzahl. Dieser Effekt verstärkt sich mit abnehmendem Abstand zwischen den Drähten.

Daher sollte ein Paar Drähte, die zur gleichen Ebene führen, weit voneinander entfernt sein (Faustregel: größer als der doppelte Abstand von Oberfläche zu Ebene; nehmen Sie die Leiterplattendicke an, wenn Sie Ihren Stapel noch nicht herausgefunden haben), um die Gesamtinduktivität zu verringern . Ein Kabelpaar, das zu verschiedenen Ebenen führt, wie jedes Beispiel, das Sie gepostet haben, sollte so nah wie möglich beieinander liegen.

Schnittebenen

Da die Induktivität dominant ist und (bei Hochgeschwindigkeitssignalen) durch den Weg bestimmt wird, den der Strom durch das Netz nimmt, sollten ebene Schnitte vermieden werden, insbesondere wenn Signale diesen Schnitt kreuzen, da der Rückstrom (der vorzugsweise a folgt Pfad direkt unter der Signalspur, um die Schleifenfläche und damit die Induktivität zu minimieren) muss einen großen Umweg machen und die Induktivität erhöhen.

Eine Möglichkeit, die durch Schnitte erzeugte Induktivität abzuschwächen, besteht darin, eine lokale Ebene zu haben, die verwendet werden kann, um über den Schnitt zu springen. In diesem Fall sollten mehrere Vias verwendet werden, um die Länge des Rückstrompfads zu minimieren, da es sich jedoch um Vias handelt, die in die gleiche Ebene gehen und somit den Stromfluss in die gleiche Richtung haben, sollten sie nicht nahe beieinander platziert werden andere, sollte aber mindestens zwei Ebenen voneinander entfernt sein.

Vorsicht ist jedoch bei Signalspuren geboten, die lang genug sind, um Übertragungsleitungen zu sein (dh über eine Anstiegs- oder Abfallzeit, je nachdem, was kürzer ist), da eine Massefüllung in der Nähe der Spur die Impedanz dieser Spur ändert und verursacht eine Reflexion (dh Überschwingen, Unterschwingen oder Klingeln). Dies macht sich am deutlichsten bei Signalen mit Gigabit-Geschwindigkeit bemerkbar.

Außerhalb der Zeit

Ich würde darauf eingehen, wie kontraproduktiv die Strategie „ein 0,1-μF-Kondensator pro Power-Pin“ bei modernen Designs ist, die Dutzende von Power-Pins pro Teil haben können, aber ich muss mich jetzt wirklich an die Arbeit machen. Einzelheiten finden Sie in den BeTheSignal- und Altera-PDN-Links unten.

Empfehlungen (TL;DR)

• Bewegen Sie die Durchkontaktierungen des Entkopplungskondensators näher zusammen, wenn diese Durchkontaktierungen zu unterschiedlichen Ebenen führen.
• Das Platzieren des Vias im Pad ist die beste Option, wenn Sie es sich leisten können (Sie müssen das Via füllen und das Pad über der Füllung plattieren, was die Herstellung um ein oder zwei Tage verlängert und mehr Geld kostet). Am zweitbesten ist es, die beiden Durchkontaktierungen auf der gleichen Seite der Kappe zu platzieren, so nah wie möglich beieinander und am Kondensator. Ein zusätzlicher Satz Vias kann auf der gegenüberliegenden Seite des Kondensators platziert werden, um die Induktivität zu halbieren, aber stellen Sie sicher, dass die beiden Via-Gruppen mindestens eine Plattendicke (oder zwei Ebenenabstände) voneinander entfernt sind.
• Geben Sie dem IC seine eigenen Durchkontaktierungen für Strom und Masse, wobei Sie Durchkontaktierungen mit entgegengesetztem Netz nahe beieinander und Durchkontaktierungen mit demselben Netz weiter voneinander entfernt halten. Diese Durchkontaktierungen können mit Entkopplungskondensatoren geteilt werden, aber es ist besser, mehr ebene Durchkontaktierungen zu haben, als Leiterbahnen zu ebenen Durchkontaktierungen zu verlängern. (Meine übliche Layout-Technik besteht darin, die Last zu platzieren, dann die Strom- und Masse-Durchkontaktierungen zu platzieren und schließlich einen Entkopplungskondensator auf der gegenüberliegenden Seite der Platine zu platzieren, wenn Platz vorhanden ist. (Wenn kein Platz vorhanden ist, bewegt sich der Kondensator, nicht die Durchkontaktierungen!) )
• Minimieren Sie die längste Abmessung jeder Referenzebene, um die Induktivität zu minimieren und das einfachere Modell mit konzentrierten Elementen für Ihre Ebene zu ermöglichen. Ebenenschnitte sollten minimiert werden, und lokale Ebenen können verwendet werden, um sie abzuschwächen.

Siehe auch

• Henry Ott, Elektromagnetische Verträglichkeitstechnik
• BeTheSignal.com
• Alteras Power Distribution Network-Designtool und App-Hinweis – Diese konzentrieren sich auf Altera-Produkte, aber die grundlegenden Strategien sind für jedes digitale Hochgeschwindigkeitsdesign relevant. Das PDN-Tool eignet sich hervorragend zum Berechnen der Ebenenimpedanz bei gegebenen physikalischen Parametern und zum Entkoppeln von Kondensatoren. Bringt den Mythos „eine 0,1-μF-Kappe pro Stromanschluss“ ins Bett, indem es Ihnen zeigt, was wirklich passiert.

Ich finde es hilfreich, über die äquivalenten RC-Schaltkreise nachzudenken, die die Leiterbahnen bilden, wenn Sie das Verhalten der Stromleitungen (Leiterbahnen, z. B. ^{sehr kleine} Widerstände) und Entkopplungskappen berücksichtigen müssen.

Hier ist eine einfache schematische Skizze der drei Kappen, die Sie in Ihrem Beitrag haben:
^{Es gibt keine Polarität im Bild, also nehmen Sie einfach an, dass eine "Leistung" Masse ist und die andere VCC.}

Grundsätzlich gibt es zwei Ansätze zur Entkopplung - A und C. B ist keine gute Idee.

A ist am effektivsten, um zu verhindern, dass sich Rauschen vom IC zurück in die Stromschienen Ihres Systems ausbreitet. Es ist jedoch weniger effektiv, Schaltströme tatsächlich vom Gerät zu entkoppeln - Der stationäre Strom und der Schaltstrom müssen durch dieselbe Leiterbahn fließen.

C entkoppelt den IC am effektivsten. Sie haben einen separaten Pfad zum Schalten von Strömen zum Kondensator. Daher ist die Hochfrequenzimpedanz des Stifts gegen Masse niedriger. Allerdings werden mehr Schaltgeräusche vom Gerät zurück auf die Stromschiene gelangen.
Andererseits führt dies zu einer geringeren Spannungsvarianz am IC -Pin 10 und reduziert das hochfrequente Rauschen der Stromversorgung, indem es effektiver an Masse geshuntet wird.

Die tatsächliche Auswahl ist implementierungsspezifisch. Ich tendiere dazu, mit C zu gehen, und benutze einfach mehrere Stromschienen, wann immer es möglich ist. In jeder Situation, in der Sie jedoch nicht den Platz auf der Platine für mehrere Schienen haben und analog und digital mischen, kann A gerechtfertigt sein, vorausgesetzt, der Verlust der Entkopplungswirkung verursacht keinen Schaden.

Wenn Sie den äquivalenten Wechselstromkreis zeichnen, wird der Unterschied zwischen den Ansätzen deutlicher:

C hat zwei separate Wechselstrompfade zur Erde, während A nur einen hat.

Die Antworten auf Ihre Fragen (alle) hängen stark davon ab, welche Frequenzen um Ihre PWA herum laufen.

Ungeachtet dessen, was ich noch sagen werde, denken Sie daran, dass die meisten diskreten Entkopplungskappen oberhalb von etwa 70 MHz nutzlos werden. Die Verwendung mehrerer paralleler Caps kann diese Zahl etwas erhöhen.

Als Faustregel gilt, dass ein Objekt bei L = Wellenlänge/10 beginnt, sich wie eine Antenne zu verhalten. Wellenlänge = c/f; also brauchen wir L < c/(10f). Strukturgrößen von 1 cm werden bei etwa 3 GHz wichtig. Bevor Sie aufatmen (weil Ihr Takt beispielsweise nur mit 50 MHz läuft), denken Sie daran, dass Sie über den spektralen Inhalt von Taktflanken und Chip-I/O-Pin-Übergängen nachdenken müssen.

Im Allgemeinen möchten Sie viele Kappen um die Platine herum anbringen und / oder eine Platine mit speziell entworfenen Strom- und Masseebenen verwenden, die im Grunde die gesamte Platine in einen verteilten Kondensator verwandeln.

Die Leitungs- und Spurinduktivität (L) beträgt etwa 15 nH/Zoll. Das entspricht etwa 5 Ω/Zoll für den spektralen Inhalt bei 50 MHz und etwa 20 Ω/Zoll für den spektralen Inhalt bei 200 MHz.

Das Parallelschalten von 'N' Caps mit dem Wert C erhöht C um einen Faktor N und reduziert L um etwa einen Faktor N. Ihr Entkopplungsschema hat einen nützlichen Frequenzbereich. Das LOW-Ende dieses Frequenzbereichs wird durch die effektive Gesamtkapazität aller Ihrer Kappen festgelegt. Das HIGH-Ende des Frequenzbereichs hat nichts (ich wiederhole, nichts) mit der Kapazität Ihrer Kondensatoren zu tun: Es ist eine Funktion der Leitungsinduktivitäten Ihrer Kondensatoren und der Anzahl der Kondensatoren (und ihrer Platzierung) im Netzwerk. Die effektive Gesamtinduktivität ist umgekehrt proportional zu N. Zehn Kappen von jeweils 10 nF sind gegenüber einer Kappe von 100 nF sehr zu bevorzugen. 100 Caps zu je 1 nF sind sogar noch besser.

Um Ihr EFFEKTIVES Entkopplungsnetzwerk C hoch und Ihr EFFEKTIVES Entkopplungsnetzwerk L niedrig zu halten, müssen Sie Ihre Kappen verteilen (nicht an einer oder wenigen Stellen verklumpen).

Der Schutz Ihrer A/D-Wandlungen vor Rauschen ist ein ganz anderes Thema, das ich an dieser Stelle übergehen werde.

Ich hoffe, das hat geholfen, einige Ihrer Fragen zu beantworten.

Bypass-Kondensatoren dienen vier Hauptfunktionen:

1. Sie minimieren schnelle Änderungen der von den Versorgungsleitungen gezogenen Ströme (solche Änderungen der Stromaufnahme könnten EMI verursachen oder Rauschen an andere Geräte auf der Platine koppeln)
2. Sie minimieren Änderungen in der Spannung zwischen VDD und VSS
3. Sie minimieren Spannungen zwischen VSS und Masse
4. Sie minimieren Spannungen zwischen VDD und der positiven Schiene der Platine

Diagramm (A) in der Antwort von Fake Name ist bei weitem das beste, um Änderungen an den Versorgungsleitungen zu minimieren, da Änderungen des von der CPU gezogenen Stroms die Kappenspannung ändern müssen, bevor sie eine Änderung des Versorgungsstroms verursachen können. Wenn im Gegensatz dazu in Diagramm (C) die Induktivität zur Hauptversorgung zehnmal so hoch wäre wie die zur Bypass-Kappe, dann würde die Stromversorgung 10 % aller Stromspitzen sehen, unabhängig davon, wie groß oder wie perfekt die Kappe sein könnte.

Diagramm (C) ist wahrscheinlich das beste aus der Perspektive der Minimierung von Änderungen in der Spannung zwischen VDD und VSS. Ich würde vermuten, dass es wahrscheinlich wichtiger ist, Schwankungen im Versorgungsstrom zu minimieren, aber wenn es wichtiger ist, die VDD-VSS-Spannung konstant zu halten, könnte Diagramm (C) einen leichten Vorteil haben.

Der einzige Vorteil, den ich für Diagramm (B) sehen kann, besteht darin, dass es wahrscheinlich die Differenzspannung zwischen VDD und der positiven Versorgungsschiene der Platine minimiert. Kein wirklich großer Vorteil, aber wenn man die Schienen umdrehen würde, würde dies die Differenzspannung zwischen VSS und Masse minimieren. In einigen Anwendungen könnte das wichtig sein. Beachten Sie, dass eine künstliche Erhöhung der Induktivität zwischen der positiven Versorgungsschiene und VDD dazu beitragen kann, die Differenzspannungen zwischen VSS und Masse zu reduzieren.

Als Nebenbemerkung neben dem Layout-Problem sei darauf hingewiesen, dass es Gründe gibt, eine Auswahl an Kondensatorwerten (z. B. 1000 pF, 0,01 μF und 0,1 μF) anstelle von nur 0,1-μF-Kondensatoren durchgehend zu verwenden.

Der Grund dafür ist, dass Kondensatoren eine parasitäre Induktivität haben. Gute Keramikkondensatoren haben bei der Resonanzfrequenz eine sehr niedrige Impedanz, wobei die Impedanz bei niedrigeren Frequenzen von der Kapazität und bei höheren Frequenzen von der parasitären Induktivität dominiert wird. Die Resonanzfrequenz nimmt im Allgemeinen mit zunehmender Teilkapazität ab (hauptsächlich, weil die Induktivität ungefähr gleich ist). Wenn Sie nur 0,1-μF-Kondensatoren verwenden, bieten sie Ihnen eine gute Leistung bei niedrigeren Frequenzen, begrenzen jedoch Ihre Hochfrequenz-Umgehung. Eine Mischung aus Kondensatorwerten bietet Ihnen eine gute Leistung bei einer Reihe von Frequenzen.

Ich habe früher mit einem der Ingenieure zusammengearbeitet, der das schematische Design + Layout für den Segway-Motorantrieb gemacht hat, und er hat das Rauschen des Analog-Digital-Wandlers des DSP (primäre Quelle ist der DSP-Systemtakt) um den Faktor 5 gesenkt. 10 durch Ändern der Kondensatorwerte und Minimieren der Impedanz der Masseebene unter Verwendung eines Netzwerkanalysators.

Es gibt noch einen weiteren Trick, um die Impedanz zwischen den internen GND- und VCC-Schienen in der MCU und den Stromversorgungsebenen zu minimieren.

Jeder unbenutzte MCU-E/A-Pin sollte entweder mit GND oder VCC verbunden werden und so gewählt werden, dass ungefähr die gleiche Anzahl unbenutzter Pins an VCC wie an GND geht. Diese Pins sollten als Ausgänge konfiguriert werden und ihr logischer Wert sollte entsprechend der Stromschiene eingestellt werden, an die der Ausgang angeschlossen ist.

Auf diese Weise stellen Sie zusätzliche Verbindungen zwischen den internen Stromschienen der MCU und den Stromversorgungsebenen auf den Platinen her. Diese Verbindungen gehen einfach durch die Gehäuseinduktivität und den ESR sowie den ESR des Mosfets, der im GPIO-Ausgangstreiber eingeschaltet ist.

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Diese Technik ist so effektiv, dass das Innere der MCU mit den Stromversorgungsebenen verbunden bleibt, dass es sich manchmal lohnt, ein Gehäuse für eine bestimmte MCU zu wählen, das mehr Pins als benötigt hat, nur um die Anzahl der redundanten Stromversorgungspins zu erhöhen. Wenn Ihr Board-Hersteller damit umgehen kann, sollten Sie auch Leadless-Gehäuse (LCC) bevorzugen, da diese normalerweise eine geringere Board-to-Die-Induktivität haben. Möglicherweise möchten Sie dies überprüfen, indem Sie das IBIS-Modell für Ihre MCU konsultieren, falls vorhanden.

Es ist immer am besten, bewährte Verfahren zu übernehmen, zumal dies bei dieser Art von Design nicht mit mehr Arbeit oder Kosten verbunden ist.

Sie sollten die Durchkontaktierungen so nah wie möglich an den Kondensatorpads haben, um die Induktivität zu minimieren. Der Kondensator sollte sich in der Nähe der Versorgungs- und Masseleitungen des Chips befinden. Das Routing im zweiten Bild sollte vermieden werden, und das erste ist nicht ideal. Wenn das ein Prototyp ist, würde ich die Entkopplung für die Serienversion modifizieren.

Abgesehen davon, dass der Chip unter bestimmten Umständen nicht richtig funktioniert, könnten Sie unerwünschte Emissionen erhöhen.

Obwohl Ihr Design so "funktioniert", wie es ist, habe ich meiner Erfahrung nach herausgefunden, dass Ihre Schaltkreise weniger zuverlässig und anfälliger für elektrisches Rauschen sind, wenn Sie beim Entkoppeln und Umgehen keine "gute" Arbeit leisten . Sie können auch feststellen, dass das, was im Labor funktioniert, möglicherweise nicht im Feld funktioniert.