Common Emitter Colpitts-Oszillator

Guten Tag, wir wurden beauftragt, einen HF-Oszillator auf Transistorbasis zu entwerfen, der als VCO für unser Designexperiment verwendet werden soll. In dem unten gezeigten Bild habe ich viele Tutorials zum Einstellen der L1-, C2- und C3-Werte gesehen. Ich weiß auch bereits, wie man R1 und R2 einstellt, da sie nur zum Vorspannen des Transistors verwendet werden. Ich möchte nur fragen

Wozu dienen die C1- und C5-Kondensatoren und die L2-Induktivität und wie stelle ich sie auf einen bestimmten Wert ein?

Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

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C5 ist relativ groß, es entkoppelt den Emitter, um die AC-Verstärkung hoch zu halten.

L2, C2, C3 bilden einen Parallelresonanzkreis. L1 ist einfach eine HF-Drossel (hohe Impedanz bei Oszillatorfrequenz).

C1 kann relativ klein sein, da es eine positive Rückkopplung zur Basis des Transistors liefert, die ein Knoten mit relativ hoher Impedanz ist - sein tatsächlicher Wert hängt von Cbe und (Ccb * Spannungsverstärkung) ab - letzteres ist die Miller-Kapazität. Diese (Cbe- und Miller-Kapazität) sind effektiv parallel und dämpfen das Basissignal.

C1 hängt auch vom Verhältnis von C2 zu C3 ab, die den Masseabgriff auf dem Resonanzkreis bereitstellen: Wenn C2 > C3, dann X(C2) < X(C3) und der Abgriff näher an L1 liegt, wodurch die positive Rückkopplungsspannung über C1 verringert wird .

Wie kann C1 "positives Feedback zur Basis des Transistors" liefern?
@LvW: Da der C2 / C3-Abgriff geerdet ist, ist die Spannung über C2 phasenverschoben zum Kollektor und somit in Phase mit der Basisspannung.
....in Phase mit der Basisspannung? Aber die Basisspannung ist in Bezug auf den Kollektor invers (180 Grad)! Mit anderen Worten: Was ist (aus Ihrer Sicht) falsch an meiner Erklärung?
Exakt. Die Basisspannung ist gegenüber dem Kollektor um 180 Grad phasenverschoben. Betrachten Sie nun den abgestimmten Schaltkreis - C2, C3 und L2 (nicht L1). Stellen Sie sich vor, es gäbe irgendwo auf L2 einen Abgriff, und dieser Abgriff wäre geerdet. Was würde das über die Phase der Spannung an der Spitze von L2 bedeuten? Es ist mit dem Kollektor um 180 Grad phasenverschoben und mit der Basis in Phase. (Der geerdete Abgriff befindet sich tatsächlich zwischen C2 und C3).
Brian D, vielleicht habe ich deine Beschreibung falsch verstanden. Aber das ist nicht der Punkt. Der Punkt ist folgender: Die Kombination L2-C2-C3 ist ohne Zweifel ein Tiefpass dritter Ordnung. Angetrieben mit einer nicht idealen Stromquelle (BJT mit Innenwiderstand ro) erhalten wir die klassische 3.-oder Tiefpassfunktion zwischen dem Kollektorknoten und dem gemeinsamen Knoten von C2 und C1. Und dieser Tiefpass hat eine Phasenverschiebung von -180 Grad bei wo=1/SQRT(LC) mit C=C2||C3. Ich gebe zu, diese Formel sieht aus wie eine Bandpass-Resonanzfrequenz. Aber es ist nicht! Es ist ein Tiefpass 3. Ordnung.
Sicher, es ähnelt topologisch einem Tiefpass (außer L1) - das widerspricht nichts, was ich gesagt habe. Es ist auch ein Parallelresonanzkreis und das ist - da er für hohe Q ausgelegt ist - seine dominierende Eigenschaft. Wenn es ein praktischer Tiefpass wäre, würde er von niedrigeren Impedanzen gespeist oder in diese hineinarbeiten oder ein Dämpfungselement in den abgestimmten Schaltkreis integrieren, oder möglicherweise alle drei, um die Q zu steuern. Aber das würde seinem Zweck als Oszillator zuwiderlaufen. Es tut mir leid, aber ich verstehe nicht, worauf Sie hinauswollen, und zu sagen, "wir haben keinen Resonanzkreis", ist zumindest zweifelhaft.
Mein Punkt ist folgender: Zum Entwerfen / Analysieren der Schaltung benötige ich die Schleifenverstärkungsübertragungsfunktion. Und diese Loop-Gain-Funktion enthält als frequenzbestimmenden Brach einen Tiefpass 3. Ordnung. Das ist alles. Es ist nicht erforderlich, einen Parallelresonanzkreis einzuführen. Aus meiner Erfahrung weiß ich, dass diese Tatsache (Tiefpass vs. Parallelresonanzkreis) Studenten manchmal verwirrt, weil sie nicht wissen, wie sie das Funktionsprinzip dieser Schaltung (Bandpass oder Tiefpass?) erklären sollen. Das ist der einzige Grund für meine Einwände gegen den Begriff „Parallelschwingkreis“. Verstehst du es jetzt?
Ich stimme zu, dass die Tiefpassfilteransicht einen anderen Ansatz für dieselbe Lösung ermöglicht. Welcher Ansatz verständlicher ist, hängt wahrscheinlich vom Schüler ab.
Hallo Brian - ich denke, wir sind nah beieinander. In der Tat sind zwei verschiedene Ansätze möglich - siehe bitte mein EDIT2. Ich muss zugeben - interessante Diskussion mit einigen neuen Erkenntnissen auf meiner Seite. Danke schön.

Meine Interpretation/Erklärung weicht etwas von der Beschreibung von Brian Drummond ab. Wir haben meines Erachtens keinen „Schwingkreis“ (L1, C2, C3), da dies nicht erklären würde, warum wir eine positive Rückkopplung haben. Der gemeinsame Knoten zwischen C2 und C3 ist geerdet – und daher ist das Arbeitsprinzip wie folgt:

  • Der Rückkopplungspfad ähnelt einem Tiefpass dritter Ordnung , der eine Phasenverschiebung von –180 Grad am gemeinsamen Knoten zwischen L2 und C2 für die gewünschte Oszillationsfrequenz erzeugen kann. Zusammen mit der invertierenden Charakteristik einer Stufe mit gemeinsamem Emitter (zwischen B und C) haben wir eine Gesamtphasenverschiebung von -360 Grad (positive Rückkopplung).
  • Tiefpass : Es ist eine einfache Aufgabe zu sehen, dass die Tiefpassfunktion als klassische 4-Element-Leiterschaltung realisiert ist: ro-C3 (geerdet), L2-C2 (geerdet). Der Widerstand ro ist der dynamische Ausgangswiderstand des Transistors.
  • Die Aufgabe von C1 besteht darin, das Rückkopplungssignal an den Basisknoten zu koppeln, und L1 entkoppelt den Rückkopplungsknoten von Vcc – sonst hätten wir überhaupt keine Rückkopplung. Der Kondensator C5 hebt den negativen Rückkopplungseffekt von R3 für die Oszillationsfrequenz auf (und ermöglicht somit eine größere Verstärkung).

EDIT1: Unter Berücksichtigung, dass weder L1 noch C1 zum Rückkopplungspfad beitragen (sollten), kann die Tiefpassfunktion zwischen Ausgang (Kollektor) und dem oberen Ende von C2 abgeleitet werden. Dazu wird der Transistor als Stromquelle I mit einem dynamischen Innenwiderstand ro angenommen:

H(s)=Vout/I=ro/[1 + s*(C2+C3)*ro + s²*L2*C2 + s³*C2*C3*L2*ro)

Es kann gezeigt werden, dass dieser Tiefpass eine Amplitudenspitze mit einer Phasenverschiebung von genau -180 Grad für w=1/SQRT(L2*Cp) mit Cp=C2C3/(C2+C3) hat.

EDIT2: In Bezug auf Brian Drummonds letzten Kommentar - ich stimme zu, dass es zwei alternative Methoden gibt, um das Arbeitsprinzip der Schaltung zu erklären -, schließen sich jedoch beide Ansätze in einer gemeinsamen Schleifenverstärkungsfunktion zusammen. Lassen Sie mich erklären:

In meiner ausführlichen Antwort habe ich von Anfang an und basierend auf einer visuellen Inspektion den Rückkopplungspfad als Tiefpass 3. Ordnung behandelt. Dies kann erklären, warum ein solches Netzwerk bei einer einzigen Frequenz eine Phasenverschiebung von 180 Grad erzeugt.

Es ist jedoch eine andere Ansicht möglich - wie von Brian Drummond vorgeschlagen: Der Kollektorpfad enthält einen parallelen LC-Schwingkreis. Es ist bekannt, dass bei der Resonanzfrequenz wo = 1/SQRT(LC) die Spannung über dem Schwingkreis ein Maximum annimmt und der STROM durch jeden der parallelen Zweige ebenfalls seinen maximalen Wert hat. Betrachten wir den Transistor ro als nicht ideale Stromquelle (Innenwiderstand ro), so ist der Strom durch den kapazitiven Zweig

Ic=I*[sro*C2/D(s)] mit Nenner D(s) wie in der Funktion H(s) oben angegeben (EDIT1). Dieser Strom ähnelt einer Bandpassfunktion.

Das Signal, das zum Basisknoten zurückgeführt wird, ist die Spannung V2 über C2. Diese Spannung ist nichts anderes als V2=Ic*(1/sC2) . Damit gelangen wir wieder zur Tiefpassfunktion H(s).

Zusammenfassung : Der Schwingkreis enthält eine Stromfunktion, die Bandpasscharakter hat. Unter Verwendung der Spannung über einem Kondensator als Rückkopplungssignal teilen wir die Stromfunktion durch sC2 und erhalten eine Tiefpassfunktion mit einer Spitze und einer Phasenverschiebung von -180 Grad bei w = wo. So erklärt sich der Zusammenhang zwischen Bandpass- und Tiefpassfunktion (und die Rolle der Resonanzfrequenz wo) in der gezeigten Schaltung.

Common Emitter Colpitts-Oszillator
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