Kondensator parallel zum Widerstand auf Xoscope-Verstärkerschema

Kurzfassung: Warum ist C3 in dieser Schaltung notwendig?

Erläuterung:

Der Schaltplan für die Eingangspuffer-/Verstärkerschaltung für xoscope besteht aus Unterabschnitten, die größtenteils in den Beschreibungen auf der Website aufgeschlüsselt sind:

xoscope Pufferverstärker

  • C1: AC-Kopplung, um DC-Komponenten aus Signalen zu entfernen
    • In Anmerkungen schlägt der Autor vor, dies nach der Impedanzstufe zu verschieben
  • R1, C2: Impedanz, um den Betrieb des zu testenden Schaltkreises nicht zu beeinträchtigen
  • R2, D1, D2: Klemme an +12,7 V, -12 V, um den Eingang innerhalb der Spezifikationsgrenzen des Ampere zu halten
  • R3, D3: -11,3 V Referenz für die Klemme, um ein Absinken unter die Gleichtaktgrenze des Verstärkers zu vermeiden
  • R5, R4, S1: Umschaltbarer 1x/10x Rückkopplungsteiler
  • R6: Abgleich der Ausgangsamplitude

Ich habe jedoch keine Erklärung für C3, die 100 pF über R2, gefunden. Die Schaltung, von der dies abgeleitet ist ( The Art of Electronics , Abbildung 4.74), macht genau dasselbe, wiederum ohne Erklärung.

Anscheinend sollte der Nutzen offensichtlich sein, aber ich bin neu in ernsthafter analoger Elektronik. Ich kann nur vermuten, dass es etwas stabilisiert, aber ich weiß nicht, wie die Operation ohne es leiden würde.

Antworten (2)

Meine Vermutung ist, dass der Designer den Vorwiderstand umgeht, um den Frequenzabfall zu mildern, der durch die Diodenkapazitäten von D1, D2 und D3 verursacht wird. D1 und D2 sind in Sperrrichtung vorgespannt, also gibt es die Driftkapazität, und D8 ist in Vorwärtsrichtung vorgespannt, also gibt es eine Diffusionskapazität. Parallel zusammengenommen könnten sie (nur eine Vermutung) eine Kapazität von 20 pF ergeben. Das bildet in Kombination mit R2 einen Tiefpassfilter und würde ohne C3 die Bandbreite auf etwa 170kHz begrenzen. Der TL084 hat ein Gewinn-Bandbreiten-Produkt von 4 MHz, und mit einem Gewinn von zehn hätte er eine Bandbreite von etwa 400 kHz, also kann er in dieser Konfiguration besser abschneiden.

Ich denke, der Designer geht davon aus (?), dass die Quelle bei hoher Frequenz strombegrenzt ist und dass der interne ESD-Schutz des Operationsverstärkers die Dinge handhabt. Diese Schaltung scheint hauptsächlich zum Schutz des Eingangs ausgelegt zu sein, wenn er beispielsweise an einen Audioverstärker angeschlossen ist, der 40 Volt p2p ausgibt.

C1 sollte unbedingt verschoben werden; R1 und C2 sind da, weil sie an die Quellenimpedanz der Sonde angepasst werden müssen, und C1 wird die Antwort durcheinander bringen!

Die Schaltung von Horowitz und Hill, auf der dies basiert, verwendet LF411 als Verstärker. Ich gehe davon aus, dass der TL082 aufgrund seiner Verfügbarkeit bei Radio Shack ersetzt wurde. Übrigens wäre die Abtastrate auf der Ziel-Soundkarte weniger als 100 kHz (höchstwahrscheinlich 44 bis 48 kHz), sodass der Wert möglicherweise sowieso nicht extrem kritisch ist.
C1 sollte zumindest größer gemacht werden, damit seine Reaktanz im Vergleich zu 1 MOhm bei Audiofrequenzen klein ist. (0,01 uF sind ~ 800 kOhm bei 20 Hz. 0,1 uF wären besser.)

Es dient dazu, die Eingangskapazität des Operationsverstärkers und andere Kapazitäten der Dioden zu kompensieren.

Bei hohen Frequenzen wird das Paar pF-Kapazität von einem Tiefpass-RC-Filter mit dem 47k-Widerstand und schneidet das Signal ab.
Das Umgehen mit 100 pF gleicht dies aus.

Sie können die Ergebnisse einer groben Simulation sehen:

Schema ohne 100 pF (R2 und C2 stellen die Eingangsimpedanz des Operationsverstärkers mit geschätzter paralleler Kapazität dar)

Kein Komp

Simulation von oben

Keine Comp-Sim

Mit 100 pF hinzugefügt

Komp

Simulation - Beachten Sie, dass bei höheren Frequenzen eine weitaus geringere Dämpfung auftritt.

Comp-Sim

Sehr lehrreich! Ich muss mich wirklich besser mit meiner SPICE-Software vertraut machen.
Kondensator parallel zum Widerstand auf Xoscope-Verstärkerschema
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