Magnetfeldstärke und Flussdichte aus Hysteresekurve

Ich erkenne Ihre Methode nicht, aber ich schließe nicht aus, dass sie einen gewissen Wert hat, aber die Oszilloskop-Spur sieht für mich nicht richtig aus. Wenn Sie die Details des verwendeten Materials wünschen, besorgen Sie sich einfach das Datenblatt des Nanoperm-Materials. Extrakt: -

Das Hysterese-Diagramm, das Sie wollen, ist das blaue, glaube ich.

Bei 6 Umdrehungen wird das MMF x 6 Umdrehungen bestromt. Um H zu berechnen, teilen Sie einfach die MMF durch die mittlere magnetische Länge des Toroids. Das lässt sich aus dem mittleren Durchmesser (23 mm) mal berechnen$\pi$= 0,072 mm.

Wenn Ihr Strom also 100 mA beträgt, beträgt das H-Feld 0,6 / 0,072 = 8,3 At / m, und dies würde eine Flussdichte von etwa 1 Tesla erzeugen

Ich bin auf ResearchGate auf eine ähnliche Frage gestoßen und fand die Arbeit von Mubeen Haadi sehr hilfreich. Anstatt einen Hardware-Ansatz zur Integration der induzierten Spannung zu verwenden, wählte Haadi einen Software-Ansatz. Ich habe Haadis geposteten Code mit einigen simulierten Daten ausprobiert, und es schien zu funktionieren, also bin ich in Haadis Fußstapfen getreten.

Ich habe zuerst meine Schaltung modifiziert, indem ich VM2 direkt über die Anschlüsse der Sekundärspule gelegt habe, wie im Schaltplan unten gezeigt.

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Die in der Sekundärspule induzierte Spannung wäre das, was vom RC-Integrator (oder Operationsverstärker-Integrator) integriert worden wäre. Anstatt diese Spannung in Hardware zu integrieren, habe ich die Spannung in MATLAB mithilfe der cumtrapzFunktion integriert. Der MATLAB-Code zum Generieren der Hysteresekurve (einschließlich der Integration) ist hier angegeben:

% define parameters of setup
R = 400E-3; % ohms
N = 6; % number of turns
LFe = 10.03E-2; % magnetic path legnth, m
AFe = 8.8E-5; % cross-sectional area of core, m^2

% generate time points of integration
t_max = 3; % experiment duration
rate = 80E3; % Fs of AO and AI NIDAQ cards
t = linspace(0, t_max, rate*t_max)';

% meas is the signal recorded by the AI NIDAQ card
VM1 = meas(:, 1);
VM2 = meas(:, 2);

% integrate VM2 and scale it to get the magnetic flux density
dB = VM2/(N*AFe);
B = cumtrapz(t, dB);
B = B - mean(B); % to remove any DC bias

% calculate the current through the primary coil and scale it to get
% magnetic field strength
H = (VM1/R)*N/LFe;

% convert into appropriate units and plot
figure; plot(H*1000/100,B*1000);
xlim([-150 150]); ylim([-1300 1300])
xticks([-140:20:140]); yticks([-1200:200:1200])
grid on
xlabel('H [mA/cm]'); ylabel('B [mT]')

Berechnungen für H und B wurden gemäß dem hier verlinkten Tutorial mit den Gleichungen durchgeführt, die im Update zu meiner obigen Frage angegeben sind. (Ein weiteres nützliches Tutorial, das von @laptop2d in einer meiner Unterfragen mit mir verlinkt wurde, finden Sie hier . Es enthält die gleichen Gleichungen für H und B.) Das folgende Bild zeigt die Hysteresekurve:

Dies stimmt sowohl hinsichtlich des Aussehens als auch der Größenordnung von H und B mit der in Datenblatt 1 ( hier auf Seite 3) angegebenen Kurve überein und ähnelt der Kurve in Datenblatt 2 ( hier ). Die von mir gemessene Schleife sättigt bei etwa 1,1 T für eine Feldstärke von 100 mA/cm, während die vom Hersteller gemessene Schleife bei etwa 1,2 T für eine Feldstärke von 120 mA/cm gemäß dem ersten Datenblatt und bei 1,2 T zu sättigen scheint für eine Feldstärke von 200 mA/cm gemäß zweitem Datenblatt.

Ich würde Unterschiede zwischen meiner Kurve und den in den Datenblättern gezeigten Kurven auf Unterschiede im vom Hersteller verwendeten Kern und / oder die Tatsache zurückführen, dass ich nur jeweils sechs Windungen für die Primär- und Sekundärwicklung verwende, aber ich bin nicht wirklich Sicher. Wenn es andere Gedanken gibt, warum es Unterschiede geben könnte, würde ich mich über Vorschläge freuen. Ich danke Ihnen allen für Ihre Hilfe und Beiträge.

Die Verwendung einer großen Shunt-Kapazitätslast rundet oder wölbt Ihren VI-Plot und liefert falsche Ergebnisse mit einigen Niederfrequenzspannungen. Es macht es unmöglich zu bestimmen, welche gespeicherte Energie oder Remanenz oder Gegeninduktivität oder Primärinduktivität oder Wirbelstromverluste Sie haben, was wichtiger sein sollte. (Korrigiert mich, wenn meine Annahme falsch ist)

Ich schlage vor, dass Sie L und Verluste anstelle von B oder H messen, indem Sie eine einheitliche Windungszahl mit Klebeband verwenden.

Sie können ihre Tools verwenden, um die Sättigung zu berechnen, bei der die Induktivität um 10 % abfällt, anstatt den durchschnittlichen BH zu messen und Windungen und Strom bei 10 kHz, 100 kHz zu zählen. https://www.magnetec.de/dimensioning/abacus/abacus.php

Messen Sie dann L mit einer Impedanzbrücke mit derselben Induktivität in einer festen Impedanzreferenz mit denselben Nennwerten.

Oder wenn Sie Glück haben, verwenden Sie einen Vektorimpedanzanalysator

oder verwenden Sie ein RLC-Messgerät mit AC-gekoppeltem Messstrom und DC-gekoppelter externer Vorspannung, wenn es für DC-Verwendung vorgesehen ist.

Oder verwenden Sie eine reine Wechselstromquelle mit RMS-Spannungsausgang proportional zu L

Oder verwenden Sie gepulsten Wechselstrom als Flyback-Induktivität, um V, I, t-Lade- und Entladeprodukte mit einer Last zu messen.

Es hängt davon ab, wie Sie es verwenden möchten.

Aber die Ferrit-Spezifikationen mit L-Testergebnissen sind alles, was ich vermute, dass sie bei bestimmten mA-Windungen garantieren.

Wenn Sie C gewählt haben, um in Reihe mit einer Phasenverschiebung von 0 bei maximalem Strom während eines Sweeps zu schwingen, können Sie L messen und ohne C und mit sehr niedrigem Kabel-/Treiber-ESR die Eigenkapazität pro N Windungen messen, um die parallele Eigenresonanzfrequenz zu erhalten.

Q2-4 bezüglich: Form der Hystereseschleife:
Wenn Sie digitalisierte Proben des N1-Wicklungsstroms nehmen und einen anderen AtoD-Kanal verwenden, um digitalisierte Proben der N2-Spannung zu nehmen, sind diese Proben gleichzeitig oder zu unterschiedlichen Zeiten? Jeder Zeitunterschied zwischen dem Stromabtastwert von N1 und dem Spannungsabtastwert des Integrators zeigt sich als modifizierte Hysterese im B-gegen-H-Ergebnis. Das Erzwingen von Strom mit einer hohen Rate (hohe Erregerfrequenz) verschlimmert dieses Problem.

Die Stromerregung für die Wicklung N1 muss nicht perfekt sinusförmig sein, kann aber dazu beitragen, dass sich der Integrator von N2 gut verhält. Sie können den Gesamtserienwiderstand in der Erregung von N1 (zusammen mit einer Erhöhung der Erregerspannung) erhöhen, um zu versuchen, den Strom sinusförmiger zu machen.

Q2-5, Q2-6 zu: Fragen zum RC-Integrator:
Der RC-Integrator ist bestenfalls immer eine Annäherung, kann aber ein recht genaues Ergebnis liefern:
$V_{C1} = \frac {1}{R_1C_1} \int {V_{N2}(t)} dt$

unter der Vorraussetzung, dass $V_{N2} >> V_c$. (Wo$V_{N2}$ist die Spannung der 6-Windungs-Erfassungswicklung.)
Beachten Sie, dass die Wahl der Integratorzeitkonstante von der Erregerfrequenz abhängt: Eine 377-Hz-Quelle würde von einem anderen RC-Produkt profitieren als eine 50-Hz-Quelle.

Die Leistung eines RC-Integrators kann durch Laden des Kondensators mit einem Messgerät beeinträchtigt werden. Beispielsweise kann ein Oszilloskop einen Eingangswiderstand von einem Megaohm haben (plus eine sehr kleine Kapazität parallel). Die Integratorschaltung wird also:

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Schema erstellt mit CircuitLab}
Am besten ist R1 << R2. Dies ist jedoch ein Kompromiss, da ein großes R1 einen besseren Integrator ergibt (das Produkt R1xC1 ist groß). In der oben gezeigten Schaltung liegt R1 nahe dem geometrischen Mittel der kapazitiven Reaktanz (unter der Annahme von 377 Hz) und dem 1M-Widerstand von R2 - ein vernünftiger Kompromiss.
Das R1xC1-Produkt sollte groß genug sein, um einen OK-Integrator für eine 377-Hz-Erregung bereitzustellen. Sie könnten die Kapazität von C1 erhöhen - beachten Sie, dass dies auch die Amplitude der Messspannung verringert.