Mosfet-Schaltungsspannung

Nehmen wir also eine einfache CMOS-Schaltung wie diese:
Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

Also bekomme ich das für die DC-Analyse v G = 12 R 2 R 1 + R 2 und dann v G S macht für mich Sinn ... weil es eine Konstante gibt v G Wert und es wird einen Tropfen geben....

Was für mich keinen Sinn ergibt, ist, dass der Kondensator während der Wechselstromanalyse kurzgeschlossen wird v ich N = v G und dann haben wir v G S , aber dieser Wert ändert sich ständig, weil v ich N ist eine Sündenwelle ... also wie können wir das sagen v G S ist ein tatsächlicher Wert?

Was noch dazu kommt v G S = v G S + v G S aber noch einmal ... ich bin so verloren, wie v G S kann ein konstanter Wert sein ... irgendwelche Ideen? Danke

Antworten (2)

Um die Schaltung zu entwerfen, berücksichtigen Sie zwei Bedingungen. Die erste Bedingung ist die DC-Analyse. Hier interessiert Sie hauptsächlich, die Gate-Spannung so einzustellen, dass die Drain-Spannung ungefähr in der Mitte der Versorgung liegt. In Ihrem Beispiel liegt der Mittelpunkt irgendwo in der Nähe von 6 V, da Sie eine 12-V-Versorgung haben.

Warum sind es 6V? Wenn Sie 6 V DC am Drain haben und AC-Signale überlagern, können diese AC-Signale ansteigen und abfallen, ohne unnötig in den 12-V-Bereich oder den 0-V-Bereich zu stürzen, dh Sie haben die DC-Bedingungen entwickelt, die für Ihr AC-Signal optimal sind Die richtigen DC-Bedingungen sind ein bisschen so, als würde man ein Bett richtig machen - Sie werden nachts besser schlafen und nicht zur Seite rollen und auf den Boden krachen!! (Ich weiß, es ist eine schlechte Metapher)

Also, der DC hat jetzt Recht - vergiss jetzt den DC und konzentriere dich auf das, was dem AC bevorsteht. Wechselstrom sieht als anständige Annäherung Widerstände als Widerstände, ABER Kondensatoren als Kurzschlüsse - Sie würden Ihren Eingang nicht über einen Kondensator mit zu hoher Impedanz an einen Verstärker koppeln - es hätte keinen Sinn, daher werden Kappen als kurz angesehen Schaltungen in der AC-Analyse.

Die DC-Bedingungen sind bereits in der DC-Analyse definiert, aber das AC-Signal sieht R1 und R2 als AC-Lasten gegen Masse - die Stromversorgung ist nur DC und kann als großer Kondensator betrachtet werden, sodass sie kurzgeschlossen ist. Das bedeutet jetzt, dass Sie die Eingangsimpedanz der Schaltung berechnen können - es ist die Parallelschaltung von R1 und R2.

Die Verstärkung des Verstärkers wird auch durch die Drain- und Source-Widerstände, Gm des JFET und die inhärente Steigung der Drain-I/V-Charakteristik definiert. Ich werde nicht weiter gehen, weil ich hoffe, dass Sie die Idee verstehen könnten. Fühlen Sie sich frei, Fragen zu stellen.

Dies wird als Kleinsignalanalyse bezeichnet und basiert auf der Annahme, dass Ihr Kleinsignal den Arbeitspunkt nicht zu sehr stört, sodass die Annahmen immer noch gelten.

Entscheidend ist, dass Sie die Bias-Punkte verwenden, um die zu bestimmen G M (Welcher Wille hängt davon ab ICH D S was davon abhängt v G S usw.).

so sagst du das, obwohl v G S = v G S + v G S , Wirklich v G S ≈ v G S Weil v G S ist so klein? Denn wenn ja, wäre das sinnvoller....
bis es zu groß wird! es gibt auch eine ganze Reihe von vereinfachenden Annahmen, die damit einhergehen. So funktioniert auch SPICE.
aber was ich nicht verstehe ist, sagen wir mal R 1 = 50 k Ω Und R 2 = 75 k Ω . Dann v G = v G S = 7.2 v . Dann während der AC-Analyse, wenn v ich N − P e A k = 1 v , sagst du v G S wird immer noch 7,2 V sein? Warum sollte es nicht 1V sein?
Sobald Sie verstehen, was der Betriebspunkt ist, können Sie Gewinne erzielen G M ∗ R Zum Beispiel. Sie betrachten kleine Störungen um diesen Punkt herum. Offensichtlich ist 1 V zu viel.
..Ich bin mir nicht sicher, wie das meine Frage beantwortet, tut mir leid, vielleicht antworten Sie darauf und ich verstehe es einfach nicht .... Also von meinem Beispiel, das ich zuvor erwähnt habe, was wäre v G S Sei?
Sie würden es zum Vorspannungspunkt hinzufügen ... wenn Sie eine Großsignalberechnung durchführen wollten. Beachten Sie, dass ich Ihre Widerstandsteilergleichung korrigiert habe.
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