Ich studiere Elektronik im Selbststudium. Ich verfolge derzeit "The Art of Electronics" ( S. 84, 2.2.5 Emitter Follower Biasing ) und helfe mir dabei mit zusätzlichen Videos und Tutorials.
Ich stecke fest und versuche, meinen Kopf um die Ausgangsimpedanz der folgenden Schaltung zu wickeln:
Die Eingangsimpedanz sieht wirklich einfach aus: Es ist nur der Widerstand, den das AC-Signal fühlt, wenn es in den Stromkreis gelangt. Ich muss nur dem orangefarbenen Pfad im folgenden Bild folgen, um zu verstehen, dass es sich um eine Parallelschaltung handeln wird , Und (weil das die Impedanz eines gemeinsamen Emitters ist). Ich bin auf viele Quellen gestoßen, die diesem Ergebnis zustimmen.
Wenn ich mit dieser Idee fortfahre, würde ich mir vorstellen, dass die Ausgangsimpedanz der Widerstand zwischen dem Ausgang und ist , denn das begrenzt den Strom, der in den Ausgang eingespeist werden kann. Diesen Weg habe ich blau eingezeichnet.
Ich sehe jedoch, dass in meinem Buch angegeben ist, dass die Ausgangsimpedanz sein würde . Ich habe keine Quellen im Internet gefunden, die genau klären könnten, wie oder warum dieses Ergebnis auftritt. Ich hatte sogar Probleme, Artikel über die Berechnung von $Z_{out}$ in dieser Art von Schaltung zu finden.
Die Frage: Welche Intuition steckt hinter diesem Ergebnis und wie komme ich alleine dorthin?
BEARBEITEN: Fehler bei der Transkription von Gleichungen behoben, wie in den Kommentaren angegeben.
Beginnen wir damit, die Intuition für einen Moment zu ignorieren und das Problem einfach durchzuarbeiten. Zu Beginn das Schema:
Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan
(Für Interessierte habe ich den vollständigen Kontext des OP am Ende unten bereitgestellt.)
Normalerweise können Sie für kleine Signalzwecke auch einfügen in der obigen Schaltung direkt an der Spitze des Emitters . Aber das Lehrbuch ignoriert seinen Wert bis Abschnitt 2.3 und betrachtet ihn vorerst als abwesend.
Du weißt, dass und das für Kleinsignalzwecke, abwesend , dies ist eine feste Spannungsdifferenz. Dadurch können wir das eine durch das andere ersetzen. Beachte das auch .
Vorausgesetzt ist eine willkürliche Stromsenke, die beides sein wird (ohne Last) bzw (geladen), dann ist die KCL:
(Oben habe ich die abfließenden Ströme auf der linken Seite und die einfließenden Ströme auf der rechten Seite platziert. Obwohl ich schon oft über diesen neuartigen Ansatz für KCL geschrieben habe, wird hier ein neueres Beispiel gezeigt .)
Also sagt die obige Gleichung
"Der Strom fließt durch den Basisknoten hindurch , zuzüglich des Stroms, der aus dem Basisknoten heraus fließt , zuzüglich des Stroms, der aus dem Basisknoten heraus fließt , zuzüglich des Stroms, der aus dem Emitterknoten durch fließt vom Basisknoten aus gesehen ist gleich dem Strom, der in den Basisknoten aus fließt durch , zuzüglich des Stroms, der von Masse durch in den Basisknoten fließt , zuzüglich des in den Basisknoten fließenden Stroms aus durch , zuzüglich des Stroms, der von Masse durch in den Emitterknoten fließt wie vom Basisknoten aus gesehen ."
Wenn Sie das oben für lösen , dann kannst du ausrechnen: :
Das ist genau das gleiche Ergebnis, das Sie erhalten würden, wenn Sie es nehmen würden oder multiplizieren durch:
Der einzige Unterschied zum Lehrbuch besteht hier darin, dass die Autoren sich für die Verwendung entschieden haben als Näherung für .
Schauen Sie sich den ursprünglichen Schaltplan an. Da kann man das gut erkennen , , Und sind alle von einer Spannungsquelle (als ideal angenommen) mit einem gemeinsamen Knoten an der BJT-Basis verbunden. Aus Sicht der Basis sind diese drei Impedanzen aus Sicht des Wechselstroms alle tatsächlich "geerdet" und daher "parallel" zueinander.
Da nun winzige Stromschwankungen an der Basis viel größere Stromschwankungen am Emitter implizieren, sieht der Parallelwiderstand an der Basis so aus mal kleiner am Emitter. Diese wird dann parallel dazu genommen .
Daraus ergibt sich also eine intuitive Sichtweise.
Das von Ihnen genannte Problem hat funktioniert , , , , Und . Mit diesen Werten solltest du das finden Und . Das schreibt das Buch , was ziemlich nah ist.
Wie das Buch auch betont, da das Design für , dann den dynamischen Ebers-Moll-AC-Impedanzwert, den sie später besprechen werden ( ) wird ungefähr sein . (Man sagt .) Dies wird in Serie hinzugefügt und wird zunehmen Zu . (Das Buch schreibt es als mit ihrem etwas kleineren Wert.)
Es ist sinnlos, übermäßig genau zu werden, also behandelt das Lehrbuch dies so, wie Sie es sollten: höchstens zweistellige Genauigkeit anzeigen.
Das OP hat das fragliche Arbeitsbeispiel nicht bereitgestellt, denke ich:
Sie verlassen sich auf ein einfacheres BJT-Modell, das noch NICHT enthalten ist und nach früheren Diskussionen über Und die auch dazu beitragen, die obige Diskussion im Lehrbuch zu gestalten.
( Ergänzung (ein weiterer einfacher Ansatz) am Ende )
Hinter diesem Problem steckt keine magische „Intuition“. Vielleicht ist es für Sie einfacher, eine andere Sichtweise zur Lösung des Problems anzuwenden?
Zunächst einmal: In Ihrer Formel (und im zitierten Text) ist ein schwerwiegender Fehler : Zum Rest muss der Wert (R1||R2)/Beta addiert werden (nicht parallel betrachtet). Andernfalls wäre der Eingangswiderstand bei einem Koppelkondensator an der Basis Null.
Korrektur des Wortlauts : Der "Fehler" besteht darin, dass der zitierte Text den Eingangswiderstand 1 / g des BJT allein (am Emitterknoten) vollständig vergisst (vernachlässigt). Dies hat meinerseits zu einer Art Missverständnis geführt, da ich keine Addition von zwei Teilen (1/g + ......) gesehen habe.
Meine Berechnung : Jetzt - Sie benötigen den Eingangswiderstand am Emitterknoten - können Sie versuchen, den Eingangswiderstand für die gemeinsame Basiskonfiguration zu finden. Dies gibt Ihnen die richtige Antwort, da - auch in Ihrem Fall (gemeinsamer Kollektor) - der Koppelkondensator (3µF) den Einfluss von R1||R2 aufhebt .
Was erwarten Sie also, wenn Sie in den Emitterknoten schauen, wenn eine bestimmte Kleinsignal-Testspannung v_in = v_e angelegt wird? Wie groß wird der entsprechende Strom sein? Es wird der wohlbekannte Emitterstrom i_e sein. Als ersten Schritt vernachlässigen wir den externen Widerstand RE - am Ende wird er parallel betrachtet.
Unter Verwendung der Steilheit gm=i_e/v_be mit v_be=v_b - v_e=-v_e (Basis geerdet) können wir nach dem Emitterstrom i_e=gm * (-v_e) auflösen und erhalten den Eingangswiderstand am Emitterknoten:
r_in=v_e/-i_e=1/gm
Kommentar 1 : Beachten Sie, dass wir (-i_e) schreiben, weil in unserem Fall das aktuelle i_e in den Emitterknoten geht.
Kommentar 2 : Wie Sie sehen können, ist in Ihrer Aufgabenbeschreibung die Größe "Zin" identisch mit der inversen Transkonduktanz gm.
Anmerkung 3 : Wenn der Basisknoten NICHT geerdet ist (kein Koppelkondensator), müssen die Widerstände R1||R2 berücksichtigt (hinzugefügt) werden. Der entsprechende Wert der Parallelschaltung erhöht den Eingangswiderstand, da dieser Widerstand eine Signalrückkopplung liefert. Allerdings bewirkt nur der kleine Basisstrom i_b eine Rückkopplungsspannung v_e an der Basis. Daher geht dieser Widerstand (R1||R2) reduziert um den Faktor 1/(beta+1) in den Ausdruck für r_in ein, weil i_b=i_e/(beta+1).
Endergebnis (kein Koppelkondensator): r-in=(1/gm) + (R1||R2)/(beta+1)
BEARBEITEN/Ergänzen
Im Folgenden finden Sie einen weiteren – sehr einfachen, intuitiven und systemorientierten – Ansatz, um den Ausgangswiderstand re für eine Kollektorstufe zu ermitteln.
Zur Berechnung des Ausgangswiderstandes re legen wir am Emitterknoten eine Testspannung ve an. Der nächste Schritt besteht darin, nur die Grundformel dh=gm*vbe zu verwenden und diesen Zusammenhang als Kleinsignalblockdiagramm mit vbe=-veb=ve-vb darzustellen :
Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan
(Hinweis: Ich habe die allgemein vereinbarte Vorzeichenkonvention für die Ströme verwendet: ib in die Basis und dh aus dem Emitter).
Fall 1 : Wenn die Basis geerdet ist (Beispiel: Source-Widerstand Rout=0), haben wir keine Rückkopplungsschleife (vb=0) und wir finden das Verhältnis (wie erwartet) re= Ve/(-ie)=1/gm .
Fall 2: Für einen endlichen Wert von Rth ist die Rückkopplungsschleife geschlossen (vb endlich). Aus der Systemtheorie wissen wir, dass der Eingangswiderstand durch Rückkopplung um einen Faktor erhöht wird (1-loop gain) . Aus dem Diagramm können wir sofort den Loop-Gain-Ausdruck ableiten:
Schleifenverstärkung= - Rth[gm/(1+beta)]
Daher: re =Ve/(-ie)=(1/gm)[1+Rth*gm/(1+beta)]= (1/gm)+Rth/(1+beta) .
Natürlich - als letzter Schritt ist parallel zu re der ohmsche Emitterwiderstand RE zu betrachten.
Mit Interesse verfolge ich die hitzige Diskussion unter meinen geschätzten Kollegen und bin erneut davon überzeugt, wie eine so brillante Idee zwischen den vielen Überlegungen zur genauen Quantifizierung untergehen kann.
Bevor Sie die Intuition hinter der Formel finden können, müssen Sie die Intuition hinter der Schaltungslösung finden ... und erst dann mit der Formel fortfahren ... Versuchen wir es.
Solche genial einfachen Schaltungslösungen aus dem 20. Jahrhundert sollten durch noch einfachere Lösungen erklärt werden. Lassen Sie uns also zuerst den Kreislauf von "redundanten" (in diesem Anfangsstadium des intuitiven Verständnisses) Elementen bereinigen - Vin, Zin, C1, C2 und RL. Somit ist der Spannungsteiler R1-R2 eine Quelle der DC-Eingangsspannung und der Widerstand Re spielt die Rolle einer Last. Mit anderen Worten, dies ist ein Emitterfolger, der von einer konstanten Spannung angesteuert wird .
Stellen Sie sich nun vor, dass der Basis-Emitter-Übergang des Transistors ein empfindlicher Spannungseingang ist (wie ein Galvanometer ), der den "Widerstand" Rce seines Kollektor-Emitter-Abschnitts (wie ein "Rheostat*) steuert. Wie sieht dieser berühmte elektrische Schaltkreis aus? für dich?
Das ist natürlich die berühmte Wheatstone-Brücke aus dem 19. Jahrhundert ... und vor allem eine ausbalancierte Brücke . Seine Idee ist denkbar einfach. Er besteht aus zwei Spannungsteilern : Der eine (R1-R2 links) ist fest und erzeugt Vin (Vb); der andere (Rce-Re rechts) ist variabel und erzeugt Vout (Ve). Der Transistoreingang ist wie eine Brücke zwischen deren Ausgängen geschaltet; daher der Name dieser Topologie. Beachten Sie hier etwas sehr Wichtiges – die Widerstände am linken Teiler haben einen viel höheren Widerstand als die Widerstände am rechten Teiler .
Die Bedienung dieser Brücke ist äußerst einfach und bekannt. Der Transistor erfasst die Brückenunsymmetrie über seinen Eingang (Basis-Emitter-Übergang) und regelt seinen Ausgangs-"Widerstand", um die Differenz zwischen den beiden Spannungen auf Null zu bringen. Dadurch folgt die (Ausgangs-)Spannung des rechten Teilers der (Eingangs-)Spannung des linken Teilers.
Die beiden Spannungen sind (fast) gleich, aber die Ströme sind sehr unterschiedlich. Die Ausgangswiderstände (Thevenin) des Teilers sind also unterschiedlich ... und wir verwenden den niedrigeren davon, um die externe Last anzutreiben. Das ist die geniale Idee dieser berühmten Schaltungslösung – ein niederohmiger Teiler kopiert die Ausgangsspannung eines hochohmigen Teilers .
Wenn zum Beispiel R1 = R2 = 100 k und Re = 1 k, dann stellt der Transistor zunächst seinen Kollektor-Emitter-"Widerstand" Rce = 1 k ein ... und der Ausgangswiderstand des rechten Teilers beträgt nur 0,5 k (gegenüber 50 k). k des linken Teilers). Wenn dann eine (Eingangs- oder Ausgangs-)Größe variiert, ändert der Transistor seinen Rce, um eine relativ konstante Emitter-(Ausgangs-)Spannung zu halten; Re bleibt konstant.
Der extrem niedrige Ausgangswiderstand (in Bezug auf die Signaländerungen) ist somit auf den extrem niedrigen dynamischen Rce zurückzuführen. In der Tat klingt es seltsam, da wir wissen, dass der dynamische Ausgangswiderstand des Transistors sehr hoch ist ... aber hier wird er durch die spannungsartige Gegenkopplung modifiziert (verringert).
Von der Seite der externen Last aus sehen wir zwei parallel kaskadierte Spannungsteiler ... und der niederohmigere dominiert. Tatsächlich sind alle ihre Widerstände parallel, wie die Formel sagt. Beachten Sie, dass der niedrige Rce durch den Term (Beta + 1) im Nenner dargestellt wird.
Ich gehe davon aus, dass Sie meine Geschichte nicht zu schätzen wissen, aber sie zu den vielen anderen Erklärungen im Internet hinzufügen werden. Aber lassen Sie mich noch etwas klarstellen.
Ich bin Ende der 60er Jahre zum ersten Mal auf diese Schaltung gestoßen, als sie mir in der technischen Schule mit komplexen Formeln "erklärt" wurden ... aber ich brauchte eine solche Erklärung. Später, an der Universität, haben sie es mir mit noch komplexeren Formeln erklärt ... und ich suchte immer noch nach einer solchen Erklärung.
Auch später, als Lehrer an derselben Universität, suchte ich solche Erklärungen für meine Schüler... und das tue ich bis heute. Und heute Abend, als ich die (äußerst interessante) Diskussion hier las, kam mir der Gedanke, auf diese Weise durch die Wheatstone-Brücke zu erklären, wie der Emitterfolger den Quellenwiderstand um ein Vielfaches reduziert. So reifen harte Ideen ... und wie wichtig ist es, eine so kreative Atmosphäre für ihren Auftritt zu haben ...
Ich weiß, dass dieser Thread alt und tot ist, aber Sie wollten eine einfache, intuitive Antwort auf Ihre Anfrage … und hier ist sie. Stellen Sie sich vor, Sie legen ein Quellsignal direkt am Emitter an. Anfangs würde die Quelle nur die Basisimpedanz (plus Emitterwiderstand re) parallel zu RE sehen … aber dann plötzlich … will der Transistor am Quellenstrom ziehen (wegen der Stromverstärkung) – er will viel mehr ziehen Strom von der Quelle als ursprünglich erwartet (was einen von der Quelle aus gesehenen Impedanzabfall widerspiegelt). Oder zumindest sehe ich das so.
Feuerstelle
Joaquin Brandan
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