Sperrwandlerverluste

Ich habe einen Sperrwandler mit einem 5-Volt-Ausgang mit 5 Ampere-Spezifikationen entwickelt, der von einem 220-V-Wechselstromnetz stammt. Aber ich habe an einem Punkt stecken geblieben und kann nicht scheinen, es zu bekommen. Der Wirkungsgrad ist in diesem Fall besonders schlecht und beträgt etwa 49 % bei einer Leistung von 25 W. Früher lagen aufgrund von Streuinduktivitäten Spannungen um mehr als 600 V am Drain des MOSFET (10n60), was eine hohe Belastung des FET verursachte.

Um die Spannung zu klemmen, wurde eine RCD-Klemme (50 nF, 3-5 k) eingeführt. Ich weiß, dass ein sehr niedriger Widerstandswert verwendet wird, der übermäßige Verluste verursacht. Aber nur bei diesem Wert konnte ich die Spannung bei Volllast auf 550 V klemmen (aus Stabilitätsgründen ist dies zu hoch, kann aber nicht weiter sinken, ohne den Widerstand zu verringern). Dabei steigt die MOSFET-Temperatur nicht auf hohe Werte an.

Ob dieses Problem auf die für diese Schaltung zu hohe Streuinduktivität oder auf ein anderes Problem zurückzuführen ist?

Transformatorspezifikationen:

30 swg, 61 Windungen primär, 1 Strang (1,7 mH)

22 swg, 3 Windungen sekundär, 5 Stränge (4,6 uH)

35 swg, 1 Strang, Hilfskabel, 10 Umdrehungen (100 uH)

EE28-Kern verwendet, verschachtelte Wicklungen.

Da ich den Transformator von Hand und nicht maschinell wickle, ist es bereits ein Problem, 22-SWG-Draht mit zu 5 Strängen zu wickeln. Deshalb denke ich, dass es ein Problem der zu hohen Magnetisierungsinduktivität in dieser Schaltung sein könnte.

Uc3844 ic mit isoliertem Feedback unter Verwendung von 817 Opto mit TL431-Referenz.

Jede Hilfe wäre sehr willkommen.

Bearbeiten 1: Schaltung für den folgenden Wandler (verwendeter FET ist 10n60, nicht IRF840) (früher wurde IRF840 verwendet) -

Schematische Darstellung des FLyback Converters

Bearbeiten 2: Die Lösung, die ich bekam, bestand darin, den Strommesswiderstand zu erhöhen, um den Spitzenstrom zu begrenzen, wodurch weniger Energie pro Zyklus gespeichert wird, was dazu führt, dass der Widerstandswert fast vernachlässigbar ist (50 kOhm, unter Berücksichtigung von Verlusten). Effizienzsteigerung auf bis zu 76 % bei 5 A Last. Versuchen Sie immer noch, es auf 85 zu erhöhen, indem Sie die Kern- und Gleichrichterverluste optimieren. Werde die Ergebnisse bald schreiben.

Wenn Sie Hilfe benötigen, posten Sie eine Schaltung und die Magnetisierungsinduktivität hat nichts mit dem Sekundärdrahttyp zu tun
Okay, ich werde die Schaltung posten. Ich habe darüber nachgedacht, da die obere Primärwicklung und die untere Primärwicklung einen bestimmten Abstand zwischen sich haben, da eine Sandwichwicklung vorhanden ist, wodurch die Streuinduktivität zunimmt. Vielen Dank für Ihre Antwort.
Viele Flybacks verwenden auch Zenerklemmen.
Ich stimme @Andyaka in Bezug auf Zenerklemmen zu. Für einen solchen Low-Power-Flyback können Sie einen Dioden-Zener-Snubber anstelle eines RCD verwenden (Beispiel m.eet.com/media/1180028/fig1.jpg ). Wie auch immer, es ist ziemlich interessant, einen Wirkungsgrad von unter 50 % zu erreichen. Ich habe ein 32-V / 3-A-Offline-SMPS entwickelt, und sein Wirkungsgrad beträgt unter Volllast etwa 88 %, selbst mit einer RCD-Klemme an der Primärseite der Tranny. In Bezug auf die Transformatorwicklung empfehle ich Ihnen dringend, den Transformator so zu wickeln (von innen nach außen), um die Streuinduktivität zu verringern: "eine Schicht pri -> eine Schicht sek -> eine Schicht pri -> eine Schicht sek -> ... -> Hilfsmittel".
Ich habe den Beitrag mit dem Schaltplan aktualisiert. (Entschuldigung für das Bild). Gespeichert von OrCad Capture. Ich stimme @RohatKılıç in Bezug auf den Wirkungsgrad zu, er sollte mehr als 80% Wirkungsgrad betragen, da es sich um eine Schaltung mit niedrigem Ausgang handelt. In Anbetracht der 3,7k, die in der Klemme verwendet werden, erhöhen sich die Verluste um ein Vielfaches. Ohne dies wird der Zener im FET aktiviert und verursacht hohe Leistungsverluste im MOSFET.
Aber eine Sache, hast du den Transformator selbst maschinell gewickelt? Ich habe es selbst entworfen (vielleicht ist das der Grund) und es auf Zero(GB)-Boards erstellt.

Antworten (1)

Beachten Sie, dass die Primärwicklung Eingangsverluste beeinflusst. Ihr Transformatordesign erschien mir etwas seltsam (61 Umdrehungen primär für einen 40-kHz-Offline-Konverter scheinen ziemlich niedrig zu sein) .

Also habe ich Ihren Transformator neu gestaltet:

  • Parameter: Vin: 85-265Vac = 120-370VDC, Vout=5V, Iout=5A, eff: %85 also Pin=25/0.85=30W, f=40kHz ( aus Ihrer UC2844-Konfiguration: RT=4k und CT=10n) , maximale Einschaltdauer: %45 bei minimalem Vin, Gesamttransformatorverlust = %5Po = 1,25 W und Gesamtkernverlust = 1,25 W/2 = 625 mW, Kern: EE28 ( Ae = 85 mm², Ve = 43 cm³) .

Aus der Transformatorgleichung v T = N ⋅ A e ⋅ D B / D T .

Für unsere Bedürfnisse dreht sich diese Gleichung um v ich N D C M ich N = N P M ich N ⋅ A e ⋅ Δ B / Δ T M A X Wo Δ T M A X = 0,45 / 40 k H z = 11 μ S . Angenommen, Sie verwenden den 3F3-Kern, ausgewählt aus dem 3F3-Datenblatt (Abb. 6). B P k = 80 M T für einen Kernverlust pro Volumen von 625 mW/43 cm³ = 14 mW/cm³. So Δ B = 2 ⋅ B P k = 160 M T .

Mit diesen Parametern

N P M ich N = 120 v ⋅ 11 μ S 85 M M 2 ⋅ 0,16 T = 97
Also, wenn Volt pro Umdrehung ist 120 / 97 = 1.24 dann ist die Anzahl der sekundären Windungen N S = 5 ⋅ 97 / 120 = 4 . Die Versorgung von UC2844 mit 15 V ist völlig ausreichend, also die erforderliche Anzahl von Windungen für die Hilfswicklung N A = 15 ⋅ 97 / 120 = 12 .

Für eine Stromdichte von J = 420 A / C M 2 = 4.2 A / M M 2 , Ihre Drahtauswahl ist völlig ausreichend.

Außerdem kann ich ein paar Extras vorschlagen:

  • Legen Sie einen 1k-Widerstand über die LED des Optos, um die richtige Vorspannung zu gewährleisten.
  • Obwohl Ihr Feedback-Netzwerk korrekt ist, empfehle ich Ihnen persönlich, den FB-Pin und den Emitter des Opto mit GND und den Kollektor des Opto mit CMP zu verbinden. Sie können also R19, R20, R21 und C11 loswerden.
  • D9 (Zener) ist unnötig, da Ihre Hilfsversorgung ausreichend geregelt ist.
  • Platzieren Sie anstelle des C10-R18-Snubber-Netzwerks einen 200-V-Zener oder so.

Wenn Sie interessiert sind, werfen Sie einen Blick auf eines meiner Offline-Flyback-Designs (32 V/3 A) und den Anwendungshinweis von ST .

Vielen Dank für das Redesign, ich werde es testen und Ihnen bald die Ergebnisse mitteilen. Für die hinzugefügten Teile werde ich es nach dem Transformatordesign anwenden.
Ein weiteres Problem, das auftauchte, bezog sich auf den Start des PWM-IC. Im Leerlauf kann die Hilfswicklung nicht genug Strom für die ic-Versorgung liefern und somit schaltet ic aus und über den RAnlaufwiderstand wieder ein. Dies geht weiter und weiter und kann daher keine geregelte Spannung haben. Unter Last arbeitet die Hilfswicklungskombination jedoch so, wie sie sein soll. Ich habe Nr. erhöht. von Kurven sogar, aber ohne Erfolg. Derzeit ist 16 Windungen Hilfs 35swg 1Strang ausgelegt.
@Div-lcr Es hat nichts mit der Anzahl der Umdrehungen zu tun. Es hängt alles mit der Flyback-Aktion selbst zusammen. Die Flyback-Aktion kann nicht initiiert und abgeschlossen werden, da keine Last vorhanden ist. Denken Sie daran, wie Sperrwandler funktionieren: In der Primärwicklung gespeicherte Energie wird an die "Last" übertragen. Keine Last, keine Übertragung, keine Flyback-Aktion. Die Lösung besteht darin, eine "Dummy-Load" in den Konverter einzubauen. EDIT: Scheint, als hätten Sie dafür eine neue Frage geöffnet. Ich schreibe die gleiche Antwort dort.
Danke für die Antwort. Entschuldigung für die erneute Eröffnung einer neuen Frage. (Mein Geist wurde unruhig :)). Ja. Das ist das Problem. Also müssen wir bei allen Flyback-Operationen eine Dummy-Last einbauen, richtig? Geben sie deshalb im Design einen Mindestausgangsstrom an?
Ja, alle Schaltwandler benötigen eine Dummy-Load. Es hängt tatsächlich davon ab, aber % 2-5 (oder sogar % 10) des Nennausgangsstroms würden ausreichen. Versuchen und finden. EDIT: Löschen Sie diese Frage nicht. Es kann für andere sehr nützlich sein.
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