Welche Idee steckt hinter dem genialen Widlar-Strombegrenzer?

Ich habe die einzigartige Q&A StackExchange-Funktion genutzt, aber jetzt habe ich nur meine Antwort skizziert, um anderen Mitwirkenden die Möglichkeit zu geben, sich zu beteiligen. Ich habe meine Antwort in Form eines schrittweisen Bauszenarios konstruiert.

Das Geheimnis dieser genialen Schaltungslösung zu lüften war eine große Herausforderung für mich, denn Widlar war ein erfinderisches Genie ... und es ist für den gewöhnlichen Menschen heute sehr schwierig, seine Ideen zu verstehen. Wir können nur vermuten, was er meinte, als er die Schaltungslösung entwarf ...

Ich werde meine Philosophie in einigen aufeinanderfolgenden Schritten darlegen, die jeweils durch ein farbenfrohes Bild illustriert werden. Dies ist eine qualitative intuitive Erklärung; die elektrischen Größen haben also keine genauen Werte. Die Darstellung durch Spannungsbalken (in Rot) und Stromschleifen (in Grün) ist ungefähr, aber die Spannungspolaritäten und Stromrichtungen sind real und nicht willkürlich.

Das Problem

Angenommen, wir müssen eine Transistorstromquelle mit maximaler Nachgiebigkeitsspannung entwerfen . Dies bedeutet minimale Spannung über dem Transistor und maximale Spannung über der Last . Warum?

Wenn eine Last, die von einer Stromquelle versorgt wird, ihren Widerstand (oder ihre Spannung) erhöht, steigt die Spannung an ihr und irgendwann hört die Stromquelle auf zu funktionieren, da ihr Regeltransistor gesättigt ist (siehe die Erläuterungen unter Abb. 1). Wir wollen, dass dieser Moment so spät wie möglich kommt.

Die Lösung

1. Referenzeingangsspannungsquelle. Die beste Art, eine Stromquelle herzustellen, ist die Gegenkopplung. Beispielsweise fungiert in der klassischen Transistorimplementierung in Fig. 1 der Transistor T als ein Spannungs-(Emitter-)Folger, der die Eingangsreferenzspannung VREF über den Konstantstrom-Erfassungswiderstand RI im Emitter "kopiert". Dazu leitet er den Laststrom IL durch RI, vergleicht den Spannungsabfall VI über dem Widerstand mit der Referenzspannung VREF (indem er sie subtrahiert) und ändert den Laststrom, um VI (fast) gleich VREF zu halten. Dadurch ist der Strom unabhängig von Last- und Versorgungsspannungsschwankungen (fast) konstant. Einfach gesagt, eine konstante Spannung über einem konstanten Widerstand erzeugt einen konstanten Strom .

Für Neugierige: In dieser Konfiguration wird der Transistoreingang (Basis-Emitter-Übergang) in Basisschaltung von der Seite des Emitters (VI) angesteuert, während die Basis auf konstanter Spannung (VREF) gehalten wird.

Abb. 1. In der klassischen Konstantstromquelle wird eine Emitterstufe mit Emitterdegeneration RI von einer externen Referenzspannungsquelle VREF angesteuert

Betrachten Sie nun die Spannungsbalken (in Rot), die die Spannungen visualisieren und die Verbindung zwischen ihnen grafisch darstellen (VI + VCE + VL = VCC und VI + VBE = VREF) ... das ist eine geometrische Interpretation von KVL. Um eine maximale Nachgiebigkeitsspannung VL zu erhalten, sollte VI offensichtlich minimal sein (VCE kann niedrig genug sein, bevor der Transistor gesättigt ist). Dies bedeutet, dass VREF minimal, aber höher als VBE sein sollte. Was kann eine solche Niederspannungsquelle sein? Vielleicht wird eine 1,5-V-Batteriezelle gute Dienste leisten ... aber wir werden sie oft wechseln müssen ...

2. Referenzdiodennetzwerk. Ein Grundprinzip bei Schaltungen besteht darin, alle benötigten Spannungen von einer Stromversorgung abzuleiten. Dann einen Spannungsteiler R1-R2 verwenden? Ja ... aber wir brauchen eine (stabile, konstante) Referenzspannung, die nicht von den Versorgungsschwankungen abhängt. Wir müssen also R2 durch ein spannungsstabilisierendes Element ersetzen, das eine Mindestspannung "erzeugt". Die Si-Diode ist ein solches Element ... aber sie "erzeugt" nur einen Diodenabfall VF = 0,7 V, der über den Basis-Emitter-Übergang mit VBE = VF = 0,7 V vollständig verloren gehen würde. Wir benötigen also mindestens zwei Dioden in Reihe bei einer Gesamtspannung von 2 x 0,7 V = 1,4 V (Abb. 2). Als Ergebnis wird an RI ein Diodenspannungsabfall von 0,7 V angelegt.

Abb. 2. Praktisch wird der Transistor von einem 2-Dioden-Referenznetzwerk mit einer Gesamtspannung von 2 VBE angesteuert

Dies ist jedoch aus mehreren Gründen nicht die beste Lösung. Zuerst brauchen wir zwei Elemente statt einem. Wenn wir dann T durch einen Darlington-Transistor ersetzen (wie Q16-Q17 in der 741-Schaltung oben), müssen wir der Kette eine weitere Diode hinzufügen. Außerdem sind Dioden-pn-Übergänge nicht vollständig identisch mit Basis-Emitter-Übergängen; Temperaturschwankungen werden also nicht vollständig kompensiert. Dann, um sie durch Basis-Emitter-Übergänge von Transistoren zu ersetzen? Ja ... aber Widlar hat eine intelligentere Lösung gefunden - die sogenannte "aktive Diode". Was ist das für eine Diode?

3. Referenz „aktive Diode“. Dies ist keine Diode ... es ist ein Transistor, der als Diode fungiert (in dem Sinne, dass er eine konstante Spannung VCE = VF aufrechterhält) ... und noch genauer gesagt, es ist eine Schaltung mit negativer Rückkopplung vom Spannungstyp . Ich vermute, dass es von Widlar als Eingangsteil des einfachen BJT-Stromspiegels erneut erfunden wurde ... aber ich habe keinen Beweis dafür.

Diese "Schaltung" besteht nur aus einem Transistor, dessen Kollektor mit der Basis verbunden ist. Das Rückkopplungsnetzwerk ist hier also nur ein Stück Draht. Als Ergebnis dieser bescheidenen Verbindung ändert sich das Transistorverhalten dramatisch - von einem Stromstabilisator zu einem Spannungsstabilisator (eine "Diode" mit VF = VBE = 0,7 V).

Es scheint, dass wir zwei aktive Dioden in Reihe schalten müssen, um 1,4 V zu erhalten. Aber wir können es auf originellere Weise tun - indem wir eine Diode in das Rückkopplungsnetzwerk zwischen Kollektor und Basis einfügen. Dadurch "hebt" der Transistor seine Kollektorspannung um weitere 0,7 V an. Als solches "Diodennetzwerk" kann ein Basis-Emitter-Übergang dienen...

Und hier ist die geniale Idee von Widlar – den bestehenden T2-Basis-Emitter-Übergang als benötigtes Diodennetzwerk zu verwenden (Abb. 3)! Wir können also die zusammengeschalteten Transistoren T1 und T2 als aktive Diode mit Emitterfolger im Rückkopplungsnetzwerk betrachten . Das ist hier der Trick des "teuflischen" Widlar... Was ist der Hauptvorteil dieser Lösung?

Abb. 3. In der ausgeklügelten Widlar-Schaltung wird der Transistor von einer Referenz-„aktiven Diode“ T1 mit der Spannung 2VBE angesteuert

Der "Durchlassspannungsabfall" dieser "Verbindungsdiode" ist adaptiv (selbstregulierend). In diesem Fall ist es 2VBE = 1,4 V. Aber wenn wir T2 durch einen Darlington-Transistor ersetzen (z. B. Q16-Q17 im oberen Bild), "hebt" T1 seine Kollektorspannung um weitere 0,7 V und es wird 3VBE = 2,1 V. Also werden 1,4 V davon über die beiden Basis-Emitter-Übergänge des Darlington-Transistors abfallen ... und dieselbe Spannung VBE = 0,7 V wie zuvor wird über RI angelegt.

Für Neugierige: Interessant ist, dass hier der Basis-Emitter-Übergang sowohl von der Emitter- als auch von der Basisseite differentiell angesteuert wird. Wenn beispielsweise der Laststrom ansteigt, steigt die Emitterspannung an, während die Basisspannung abnimmt.

Erinnern wir uns am Ende des ersten Teils dieser Geschichte daran, wie das Gegenkopplungsprinzip in diesem Spannungsfolger implementiert ist (Abb. 4). Es wird durch Spannungsbalken (in Rot) visualisiert, um unsere Vorstellungskraft zu unterstützen. Die Ausgangsspannung VE und die Eingangsspannung VREF = 2VBE werden in der Eingangsschleife (in gelb) seriell (KVL) subtrahiert; das Ergebnis wird an den T2-Eingang (Basis-Emitter-Übergang) angelegt.

Abb. 4. Die Emitterspannung über dem Widerstand RI wird von der Referenzspannung 2VBE durch eine einzelne Subtraktionsschleife (in Gelb) subtrahiert

Spannungsquelle mit Strombegrenzung

Sehen wir uns nun an, wie die geniale Widlar-Schaltung als Strombegrenzer arbeiten kann (wie im eingekreisten Fragment in der Ausgangsstufe des Operationsverstärkers oben). Diese Schaltungslösung wird nicht nur in Verstärkern, sondern auch in verschiedenen Spannungsquellen (Regulatoren, Stabilisatoren usw.) häufig verwendet. Es wäre interessant zu wissen, ob sie diese Idee von ihm geliehen und dann 50 Jahre nach ihrer Erfindung ausgenutzt haben ... Aber lassen Sie uns Sehen Sie, was die Idee dieser Strombegrenzung ist ...

Eigentlich besteht die Widlar-Schaltung nur aus zwei Elementen - dem Transistor T1 und dem Widerstand RI ... geniale Einfachheit ... Sie kann an jeden Regeltransistor angeschlossen werden, wodurch die Transistorstufe in eine Stromquelle umgewandelt wird. Es braucht keinen Boden ... es kann schwebend sein.

Es hat eine weitere bemerkenswerte Eigenschaft – eine Spannungsschwelle von 0,7 V. Dies bedeutet, dass es nur funktioniert, wenn der Laststrom groß genug ist, um einen solchen Spannungsabfall über RI zu erzeugen. Andernfalls funktioniert es nicht ... der Transistor T1 beeinflusst T2 nicht. Es wandelt also eine Spannungsquelle in eine Stromquelle um, nachdem der Laststrom die Stromschwelle überschreitet.

Lassen Sie uns diese einzigartigen Eigenschaften nutzen, um einen Spannungsfolger mit Strombegrenzung herzustellen (die ursprüngliche Widlar-Idee, die im Operationsverstärker 301 implementiert wurde).

4. Begrenzung aus. Wenn der Laststrom IL unter der Stromschwelle liegt (Abb. 5), ist der Spannungsabfall an RI kleiner als VBE = 0,7 V. Der Transistor T1 ist ausgeschaltet und überbrückt den Eingang nicht (er tut nichts und kann entfernt werden). T2 wirkt als gewöhnlicher Emitterfolger, der von der variierenden Eingangsspannung VIN angesteuert wird und die Last RL versorgt. Der Widerstand von RI ist im Vergleich zum Lastwiderstand RL vernachlässigbar und VBE ist im Vergleich zu VIN vernachlässigbar. So erscheint fast die gesamte Eingangsspannung über der Last.

Abb. 5. Wenn die Strombegrenzung ausgeschaltet ist, wirkt T2 als Emitterfolger, der von der variierenden Eingangsspannung VIN angesteuert wird und die Last RL versorgt

Sehen wir uns nun an, wie das Gegenkopplungsprinzip in diesem Spannungsfolger implementiert ist (Abb. 6). Im Gegensatz zu Abb. 4 werden hier alle Ausgangsspannungen VE über der Last (RI wird vernachlässigt) und alle Eingangsspannungen VIN seriell (KVL) in der äußeren Eingangsschleife (in gelb) subtrahiert; das Ergebnis wird an den T2-Eingang (Basis-Emitter-Übergang) angelegt. Um sich den Unterschied vorzustellen, vergleichen Sie die Längen der Spannungsbalken (in Rot) in beiden Bildern.

Abb. 6. Im Emitterfolger T2 wird die Emitterspannung an RL in der äußeren Subtraktionsschleife (in Gelb) von der Eingangsspannung VIN subtrahiert; RI wird vernachlässigt

5. Begrenzung auf. Wenn der Laststrom IL die Stromschwelle überschreitet (Abb. 7), erreicht der Spannungsabfall an RI die Schwelle von 0,7 V. Die Situation ist wie in Abb. 3 oben. Der Transistor T1 beginnt zu leiten und die Gegenkopplung kommt ins Bild. T2 fungiert wieder als Emitterfolger ... aber jetzt wird er von der kleinen konstanten (Referenz-) Spannung VREF = 2VBE angesteuert ... und hält die kleine Konstante VBE = 0,7 V über dem konstanten RI. Dadurch ist der Strom IL durch die Last konstant ... die variierende Spannungsquelle (Emitterfolger T2) von oben wird in eine Konstantstromquelle mit festem Strom umgewandelt ... und T2 wird vor Beschädigung geschützt.

Betrachten Sie nun die IIN-Stromschleife (in Grün) und stellen Sie sich vor, die Last sei eine kurze Verbindung. Es gibt keinen Widerstand in der Schleife; die aktuelle IIN ist unbegrenzt ... und T1 kann beschädigt werden. T1 schützt T2 ... aber "stirbt" ... Die Eingangsspannungsquelle muss also nicht perfekt sein ... mit einem gewissen Innenwiderstand.

Abb. 7. Wenn die Strombegrenzung eingeschaltet ist, fungiert T2 als Konstantstromquelle, die von der aktiven Referenzdiode T1 mit der Spannung 2VBE angesteuert wird

Die Stromschleifen (in grün) helfen Ihnen, sich den Schaltungsbetrieb in diesem Modus vorzustellen. Sie werden nach dem Prinzip gezeichnet, dass jeder Strom dorthin zurückkehrt, wo er ausgegangen ist .

Lassen Sie uns am Ende dieser Geschichte sehen, wie das Gegenkopplungsprinzip in dieser Spannungsquelle implementiert ist, die als Stromquelle fungiert – Abb. 8. Wie Sie sehen können, entspricht es Abb. 4. In beiden Abbildungen ist die Spannung VE über RI und die Eingangsreferenzspannung VREF = 2VBE werden in Reihe (KVL) in derselben Eingangsschleife (in Gelb) subtrahiert; das Ergebnis wird an den Basis-Emitter-Übergang von T2 angelegt. Der einzige Unterschied besteht darin, dass die Subtraktionsschleife in Fig. 4 geerdet ist, während sie in Fig. 8 erdfrei ist.

Abb. 8. In der Konstantstromquelle T2 wird die Emitterspannung an RI von der Referenzspannung VREF = 2VBE in der inneren Subtraktionsschleife subtrahiert (in gelb)

6. Weitere Beispiele. Widlar implementierte dieselbe Idee in der Ausgangsstufe des Spannungsfolgers LM110, jedoch mit einem Darlington-Transistor Q5, Q6 (Abb. 9). Wenn die Begrenzung eingeschaltet ist, "hebt" Q7 seine Kollektorspannung um weitere 0,7 V und sie wird 3VBE = 2,1 V. 1,4 V davon fallen über die Basis-Emitter-Übergänge von Q5 und Q6 und die Spannung VBE = 0,7 V wird an R6 angelegt ; daher ist der Ausgangsstrom auf VBE/R6 begrenzt. Dies ist ein Beispiel einer durch die Strombegrenzungsschaltung geschützten Stromquelle.

Abb. 9. In der Ausgangsstufe des Spannungsfolgers LM110 sehen wir dieselbe Widlar-Idee, jedoch angewendet auf die Darlington-Transistoren Q5, Q6

Wir können den allgegenwärtigen Schaltkreis in der besprochenen internen Struktur des 741 sehen ... aber jetzt als Stromsenke fungieren. Er ist mit einem Darlington-Transistor Q16, Q17 (Fig. 10) und dem Begrenzungstransistor Q22 implementiert. Wenn die Begrenzung eingeschaltet ist, „hebt“ Q22 seine Kollektorspannung um weitere 0,7 V und sie wird 3 VBE = 2,1 V. 1,4 V davon fallen über die Basis-Emitter-Übergänge von Q16 und Q17 und die Spannung VBE = 0,7 V wird an R11 angelegt; daher ist der Ausgangsstrom auf VBE/R11 begrenzt. Dies ist ein Beispiel einer durch die Strombegrenzungsschaltung geschützten Stromsenke (tatsächlich ist der Ausgangstransistor Q20 geschützt).

Abb. 10. In der zweiten Verstärkungsstufe des 741-Operationsverstärkers können wir die gleiche Widlar-Idee sehen, die auf die Darlington-Transistoren Q16, Q17 angewendet wird

Und schließlich sehen wir uns diese "geniale Einfachheit" in einer Schaltung eines Spannungsreglers an (Abb. 11). Ich habe es aus einer verwandten StackExchange-Frage "gestohlen" .

Abb. 11. Widlar-Schaltung (Q2 und RD), eingebaut in einen klassischen Transistor-Spannungsstabilisator

Ich beendete meine Geschichte mit der Entdeckung der Grundidee hinter der einzigartigen Widlar-Schaltung. Ich hoffe, es hilft Ihnen, die Verbindung zwischen (auf den ersten Blick) verschiedenen Schaltungslösungen herzustellen ... das Gemeinsame hinter dem Spezifischen zu sehen ...

Es ist sehr einfach, den grundlegenden Unterschied anhand des Ausgangsimpedanzverhältnisses von Kollektor oder Emitter zur Last zu erkennen. Die Lastimpedanz bestimmt, ob sie verwendet wird, um immer einen begrenzten Strom zu regeln, oder im Falle eines übermäßigen linearen Ausgangs, der eine Überhitzung riskiert. Wie üblich erzeugt es immer einen Abfall von 1,5 bis 2 V von der Versorgung in Operationsverstärkern auf der NPN-High-Seite eines Gegentaktausgangs, abhängig von der Single-Q- oder Dual-Q-Darlington-Stufe, wie z. B. einigen LDOs.

Strombegrenzer: Emitterfolgermodus (auch bekannt als gemeinsamer Kollektor). Zo = Rb/hFe, bis die Spannung über dem Stromsensor R 600 mV erreicht, für die Rückkopplung Ic = 1 mA für jeden Wert des Sensorwiderstands. Dies kann als linearer komplementärer Treiber mit niedrigem Leerlaufstrom oder als gesättigte Senke/Quelle verwendet werden.

Stromsenke/Stromquelle: Open-Collector-to-Load-Modus (auch bekannt als Common Emitter NPN/PNP) ist eine hohe Impedanz von I=600 mV/Rs mit normalen Vbe-gegen-Temperatur- und R-Toleranzen.