Wie wird der Ausgang des Operationsverstärkers 741 geschützt, wenn er mit V+ kurzgeschlossen wird?

Ich glaube, ich habe es endlich geschafft, das Geheimnis des 741 Sink (Low-Side)-Limiters zu lüften ... Ich werde meine Vermutungen in Form einer imaginären Geschichte darlegen, wie sie beim Entwerfen der Schaltung gedacht haben.

Originelle asymmetrische Schaltungslösung

Sensing und Limiting durch die vorherige Stufe. Im anfänglichen internen Schaltplan des 741 (Abb. 1) wird der Widlar-Trick nur auf den Push-Transistor Q14 durch Q15 und R9 angewendet. Aus irgendeinem Grund (ich werde es weiter unten betrachten) war es nicht akzeptabel, dass es auch an den Pull-Transistor Q20 angelegt wurde. Aus diesem Grund haben sie die vorherige Stufe (den Zwischenspannungsverstärker Q16, Q17 und den Begrenzungstransistor Q22) sowohl zum Erfassen als auch zum Begrenzen des Überstroms zugewiesen.

Abb. 1. In der ersten Schaltungslösung des 741-Operationsverstärkers erfasst und begrenzt die vorherige Stufe den Überstrom

„Verschieben“ der Überlastung in die vorherige Stufe. Die Erfassung basiert auf den Eigenschaften des BJT-Emitterfolgers. Lassen Sie mich klarstellen, worum es geht. Bei einem Emitterfolger stellt der Basis-Emitter-Übergang eine direkte Verbindung zwischen Eingang und Ausgang her. Es ist eine Einweg-Diodenverbindung (vom Eingang zum Ausgang). Unter normalen Betriebsbedingungen "hebt" der Transistor seine Emitterspannung fast auf den Pegel der Eingangsbasisspannung, so dass diese direkte Verbindung nicht funktioniert ... und der Basisstrom niedrig ist (Bootstrapping). Wenn der Ausgang geerdet ist (Kurzschluss), tritt dieses Phänomen nicht mehr auf und der Eingang wird ebenfalls über den Basis-Emitter-Übergang geerdet ... dh die Überlast wird auch an ihn angelegt. Es wäre nicht der Fall, wenn der Follower mit FET (Source Follower) implementiert worden wäre;

Keine Erfassung der Überlast (idealer Transistor). OK, der niedrige Lastwiderstand wird (über den Basis-Emitter-Übergang von Q20 und 50 Ohm R10) an den Kollektor von Q17 angelegt. Und jetzt kommt das Rätsel ins Spiel: „Wie ist es möglich, dass die Last den Kollektorstrom von Q17 ändert, während ihre Basisspannung konstant gehalten wird? Q17 verhält sich wie jeder BJT wie eine Konstantstromquelle (hier Senke); also sein Kollektor Strom kann nicht von der Seite des Kollektors geändert werden ... der Spannungsabfall an R11 kann auch nicht geändert werden.

(Praktisch haben wir dieses Experiment wie folgt implementiert. Am Anfang haben wir eine konstante Eingangsspannung eingestellt, so dass die Basisspannung von Q17 konstant ist. Dann verbinden wir einen variablen Lastwiderstand (Rheostat) zwischen dem Ausgang und V+. Es gibt einige ( klein) Basisstrom von Q20, der zusammen mit dem Kollektorruhestrom von Q13 in den Kollektor von Q17 eintritt. Beide fließen durch R11 und erzeugen einen Spannungsabfall, der nicht ausreicht, um Q22 einzuschalten. Dann beginnen wir, RL bis auf Null zu verringern (kurz zu V +). Der Basisstrom von Q20 steigt ... aber Q17 (der sich als Stromsenke verhält) sollte dies nicht zulassen. Der Spannungsabfall sollte sich also nicht ändern.)

Und dies wäre tatsächlich der Fall, wenn Q17 ein "idealer" Transistor (ohne Early-Effekt) mit einer nahezu horizontalen Ausgangs-IV-Kurve wäre - Abb. 2. Wenn sich der am Kollektor anliegende Widerstand von RL + R10 auf nur R10 ändert, wird der Lastlinie dreht sich im Uhrzeigersinn ... der Schnittpunkt (Arbeitspunkt) bewegt sich von Position 1 nach 2 ... aber der Kollektorstrom ändert sich nicht - I1 = I2, dI = 0. Der Spannungsabfall an R11 ändert sich also nicht. .. und Q22 erkennt die Überlastung nicht.

Abb. 2. Grafische Lösung der Schaltung bei einem "idealen" Transistor (ohne Early-Effekt)

Hier ist sogar etwas anderes "Schädliches" - der Widerstand R11 im Emitter von Q17 führt eine negative Rückkopplung ein, die versucht, den Strom konstant zu halten (Emitterdegeneration) ... aber für die Zwecke der Überstromerfassung wollen wir genau das Gegenteil ...

Erfassen der Überlastung (echter Transistor). Aber Q17 ist ein echter Transistor mit Early-Effekt und seine Ausgangs-IV-Kurve hat eine gewisse Steigung - Abb. 3. Wenn sich also der Arbeitspunkt von Position 1 auf Position 2 bewegt, ändert sich der Kollektorstrom (leicht) von I1 zu I2 ... der Der Spannungsabfall über R11 ändert sich ebenfalls (leicht) ... und Q22 sollte diese Änderung erkennen.

Abb. 3. Grafische Lösung der Schaltung im Fall eines realen Transistors (mit etwas Early-Effekt)

Das Paradoxe an dieser Idee ist, dass der Transistor Q17 schlecht sein sollte, damit diese Schaltung gut funktioniert ... je schlechter er ist, desto besser wird Q22 die Überlastung erkennen. Wenn Q17 zu perfekt ist, spürt Q22 es möglicherweise nicht ...

Nie implementierte symmetrische Lösung

Attraktiv bleibt jedoch die Idee eines symmetrischen Strombegrenzers in beiden Ausgangsteilen. Sie findet sich beispielsweise in den Endstufen leistungsfähiger Verstärker, die durch diskrete Elemente realisiert werden - Abb. 4 .

Abb. 4. Leistungsverstärker mit identischen Strombegrenzern im Push- und Pull-Teil

Warum also haben Widlar und die Designer von Fairchild es nicht im 741-Operationsverstärker gemacht? Eine mögliche Erklärung ist, dass dies nicht möglich ist, wie @Jonk in der zugehörigen Frage gesagt hat :

Eine symmetrisch äquivalente Low-Side ist nicht möglich...

Ich habe mich sehr bemüht, herauszufinden, was das Problem mit dieser Schaltung war, dass sie nicht funktionierte. Ich habe meine Fantasie auf Hochtouren gebracht (Abb. 5) ... Ich habe sogar alte Bücher aus meiner Studienzeit ausgegraben ... und habe den Grund immer noch nicht gefunden ... vielleicht einfach, weil es keinen Hauptgrund dafür gab nicht arbeiten...

Abb. 5. Kann der symmetrische Strombegrenzer funktionieren?

Anscheinend kann die Schaltung richtig funktionieren ... aber sie funktioniert schlecht ... Also bin ich eher geneigt, mich auf die Erklärung von @EinarA oben über die geringe Leistung von pnp-Transistoren zu verlassen ...

Verbesserte symmetrische Schaltungslösung

Vielleicht war das der Grund dafür, dass die Widlar-Nachfolger von Fairchild in der nächsten 741-Version die beiden Funktionen so trennten, dass die Pull-Endstufe sensiert , während die vorherige Stufe den Überstrom begrenzt (BILD 6).

Abb. 6. Im verbesserten Operationsverstärker 741 sind die Funktionen getrennt – die Pull-Ausgangsstufe erfasst , während die vorherige Stufe den Überstrom begrenzt

Dies geschieht in typischer Widlar-Manier, indem die Low-Side-Erfassungsschaltung (Q21, R7) über einen Stromspiegel (Q22, Q24) mit dem Begrenzungstransistor Q22 verbunden wird ... als ob Q21 an der Stelle von Q22 verschoben würde. Der Stromspiegel dient als eine Art "Stromübertragung", die Q21 und Q22 verbindet.

Was ist der Nutzen von all dem? Ich denke, dass dank der höheren Verstärkung des npn Q22 und Q18 der Stromschutz schärfer ausgelöst wird ... und somit effizienter ist ...

Gibt es hier ein Paradoxon? Nein, jetzt kann der Transistor Q17 so perfekt sein, wie wir wollen ...

Ein wesentlicher Punkt zum Verständnis des Verhaltens dieser Schaltung ist die geringe Leistung von Q20. Die lateralen PNPs dieser Ära hatten ein Beta, das bei aktuellen Pegeln von einigen Milliampere unter zehn fiel. Die Begrenzung des Stroms in Q17 wird also auch den Strom in Q20 auf einen vernünftigen Betrag begrenzen. Spätere Versionen der Schaltung verwendeten zwei Dioden in Reihe vom Kollektor von Q17 zum Ausgang.

Wenn der Ausgang mit der + Versorgung kurzgeschlossen ist, fließt der gesamte Strom von der Stromquelle Q8 der ersten Stufe in einem verzweifelten Versuch, den Ausgang nach unten zu ziehen, zur Basis von Q16. Genug von diesem Strom fließt in die Basis von Q16, um einen ausreichend großen Spannungsabfall über R11 zu verursachen, der ausreicht, um Q22 einzuschalten, der dann den Rest des Stroms, der von der ersten Stufe kommt, auf Masse umleitet, was den Kollektorstrom von Q20 begrenzt.