Würde diese isolierte Boost-Topologie funktionieren?

Ich habe versucht, einen isolierten DC / DC-Wandler für den Zellenausgleich zu erstellen, aber ich kann die Topologie nicht ganz richtig hinbekommen.

In der im Bild gezeigten Topologie befindet sich die Zelle links und die Batterie rechts.

Der MOSFET mit dem Tag "C1" schließt die Induktivität kurz und erhöht ihren Strom. Dann schaltet es ab und der Induktorstrom zwingt die Diode zum Leiten, wodurch der Kondensator aufgeladen und der Strom in der Primärwicklung des Transformators erhöht wird.

Wenn der MOSFET wieder abschaltet, würde der Kondensator den abnehmenden Strom vom Transformator aufnehmen. Da der Strom im Transformator immer auf und ab geht (aber immer mit der gleichen Polarität), würde dies einen magnetischen Fluss im Kern des Transformators erzeugen und Energie auf die Sekundärwicklung übertragen und die Hauptbatterie aufladen.

Der FET mit dem "BoostON"-Tag würde sich nur einschalten, wenn der Wandler eingeschaltet ist, und er wäre immer leitend. Wenn der Wandler die Energieübertragung zwischen Zelle und Batterie stoppt, würde dieser Transistor abgeschaltet. Dadurch soll verhindert werden, dass die Zelle durch den Transformator und die Boost-Diode kurzgeschlossen wird, wenn der Wandler nicht arbeitet.

Gibt es also Fehler in dieser Topologie? Gibt es Gründe, warum dies einfach fehlschlagen würde, oder würde es tatsächlich wie beabsichtigt funktionieren?

Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

Zusatzinformation:

Dies ist nur ein typischer Aufwärtswandler mit einem zusätzlichen Transformator und einer Diode auf der Sekundärseite. Der größere Kreis im Trafo zeigt die Primärseite an. Der verwendete Transformator wäre dieser mit einem Windungsverhältnis von 1:4. Das Ziel besteht darin, eine PI/PID-Stromregelung zu implementieren, um einen durchschnittlichen Induktivitätsstrom von 3 A zu erhalten. Der Grund, warum ich die typische Flyback-Topologie vermeiden möchte, liegt in den möglicherweise auftretenden Regelungsproblemen. Die Schaltfrequenz beträgt 30 kHz, und die verwendete Induktivität liegt bei etwa 70 bis 90 uH (berechnet für die normale Boost-Topologie). Der Kapazitätswert im Bild ist zufällig. Simulationen zeigen, dass die Schaltung wie beabsichtigt funktionieren sollte.

Antworten (3)

Ihre Topologie ähnelt stark einem Standard-PC-Netzteil mit aktiver PFC. Eine Boost-Stufe, gefolgt von einer isolierten Down-Converter-Stufe. Außer dass:

  • Die Induktivität in Reihe mit der Primärwicklung des Transformators ... das sieht etwas seltsam aus ... was ist der Zweck?

  • Der FET in Reihe mit der "Hauptstufe" (dem isolierten Transformator) ist in Ihrem Design vom N-Typ, was der typischen Topologie entspricht, aber Ihrer ist in "gemeinsamer Kollektor" -Weise mit der + Polarität des "Midway Bulk-Kondensators" verbunden. . Dies würde Sie zwingen, eine High-Side-N-Polaritäts-Treiberschaltung im primären PWM-Steuerblock zu implementieren ... Dies geschieht normalerweise auf andere Weise: Der N-FET wird als Low-Side-Schalter (gemeinsamer Emitter) und angeschlossen wird von einem PWM-Controller-IC angesteuert, der auch das "-" der Bulk-Kappe als gemeinsame Masse mit dem Emitter des FET verwendet ... Von welchen Spannungen sprechen wir auf der Primärseite?

Durch die Wicklungsendmarkierungen des Transformators wäre Ihr Konverter ein "Durchfluss" -Konverter. Das ist typischer als "ein isolierter Flyback" (der manchmal für SMPS mit geringem Stromverbrauch verwendet wird und seine eigenen Fallstricke hat - z. B. muss der primäre FET mit höheren Spannungsspitzen fertig werden, wenn der Speicher dient).

Ah, die Induktivität soll die Wicklungsinduktivität simulieren. Der MOSFET in Reihe schaltet nicht, er dient nur zum Öffnen des Stromkreises, wenn der Wandler nicht arbeitet.
In diesem Fall muss ich den anderen zustimmen, die darauf hingewiesen haben, dass ein Transformator keinen Gleichstrom durchlässt :-)
Also sollte ich den zweiten Mosfet nach dem Boost in eine typische Flyback-Topologie stecken? Wäre es möglich, beide Mosfets mit demselben PI-Controller zu steuern?
Irgendwie müssen Sie den Strom durch den Transformator wechseln. Schalten Sie es zumindest mit einer Funkfrequenz mit einem PWM-Controller ein / aus. Die Hauptstufe (die mit dem Transformator) kann eine "Vorwärts"- oder "Flyback"-Version sein - Sie haben die Wahl, jede verwendet leicht unterschiedliche Konstruktionsregeln. In PC-Netzteilen ist die PFC eine "Boost"-Stufe (Einzelwicklungs-Flyback) und die Hauptstufe ist normalerweise mit zwei Wicklungen vorwärts. Google "SMPS vorwärts vs. Flyback". Ein spezifischer Link: onsemi.com/pub_link/Collateral/SMPSRM-D.PDF
Übrigens braucht man zwei getrennte PWM-Controller, denn im Prinzip gibt es zwei Regelkreise. Es ist eine Tatsache, dass in mit PFC ausgestatteten Netzteilen die PFC-Stufe und die Main=Forward-Stufe oft beide Stufen an einer bestimmten Kante synchron laufen lassen, als cleverer Trick, um den Hauptkondensator von etwas Welligkeitsstrom zu entlasten – aber jede Stufe muss eine separate Rückkopplungsschleife zur Steuerung des jeweiligen PWM-Tastverhältnisses. Es gibt auch Netzteile, die einen PFC-Controller verwenden, um einen "einstufigen, vollständig isolierten Sperrwandler" anzutreiben - typischerweise für kleinere Leistungen (unter 200 W oder so).

Nein. Es wird auf einer Seite des Transformators eine verstärkte Gleichspannung erzeugt. Transformatoren leiten nur Wechselspannung weiter, sodass auf der isolierten Seite keine nennenswerte Spannung aufgebaut wird, außer vielleicht einer transienten Spitze beim Einschalten.

Nein, Ihre Schaltung funktioniert offensichtlich nicht, da die Sekundärseite des Transformators Gleichstrom liefern muss. Das kann es nicht. Für einen DC-Ausgang benötigen Sie einen Brückengleichrichter oder einen Transformator mit Mittelanzapfung und zwei Dioden. Und die Dioden müssen Typen mit schneller Wiederherstellung sein, 50/60-Hz-Dioden funktionieren nicht.

Die Simulation zeigt genau die gleichen Ergebnisse für einen Vollbrückengleichrichter am Ausgang und eine einzelne Diode. In der Brückengleichrichterversion leiten 2 der Dioden niemals. Beachten Sie, dass der Strom in diesem Wandler nie die Richtung ändert, ähnlich wie bei der Flyback-Topologie, die auch keinen Brückengleichrichter am Ausgang benötigt.
Beinhaltet Ihre Simulation eine Sättigung für den Transformatorkern? Der Grund, warum es für ein Standard-Flyback-Design funktioniert, ist, dass der Transformator die Spule enthält (Transformator mit Luftspalt im Kern), was bedeutet, dass der Transformator konstruktionsbedingt in die Sättigung getrieben wird . In Ihrem Setup sind die beiden Elemente getrennt.
Sie haben eine DC-Komponente am Ausgang der Boost-Stufe der ersten Stufe. Daher werden die Voltsekunden an der Primärwicklung des Transformators ständig ansteigen und Sie werden sie garantiert sättigen.
Exakt. Aber das ist nicht so einfach zu sehen wie die Sättigung, die von DC auf der Sekundärseite kommt. Die Schaltung funktioniert nicht auf diese Weise, da das OP einen Standardtransformator verwendet und nicht den dafür erforderlichen speziellen Flyback-Transformator.
@Janka Das würde nicht funktionieren, selbst wenn es eine lückengekoppelte Induktivität (Flyback-Transformator) gäbe. Flyback-Transformatoren sind dafür ausgelegt, Energie zu speichern, aber sie werden nicht in die Sättigung gebracht.
Sie haben Recht, ich habe einen idealen Transformator verwendet, sobald ich die Streuinduktivität und den Wicklungswiderstand einbezogen habe, funktionierte die Schaltung nicht mehr. Habe ich also Pech für diese Topologie? Kann man irgendetwas tun, damit es funktioniert?
@John D: Ah, du hast recht. Ich habe mich verwirrt darüber, was das Fahren in die Sättigung im eigentlichen Setup bedeutet. Ein Flyback-Transformator würde von der Primärwicklung bis zur Sättigung (als einfache Spule) getrieben und dann das Feld durch die Sekundärwicklung wieder verringern.
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