Eingangsimpedanz des geerdeten Emitterverstärkers mit DC-Rückkopplung

Question

Eingangsimpedanz des geerdeten Emitterverstärkers mit DC-Rückkopplung

bjt
Physik
Eingangsimpedanz

KMC

In AoE3 2.3.5.C (Seite 98) heißt es Folgendes (bezogen auf die Schaltung im Bild):

Zum Beispiel wirkt Rückkopplung, um die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen zu reduzieren. Das Eingangssignal sieht $R_1$ Widerstand effektiv durch die Spannungsverstärkung der Stufe reduziert. In diesem Fall entspricht es einem Widerstand von etwa 200 $\Omega$ zu erden (überhaupt nicht angenehm!)...

Der intrinsische Emitterwiderstand $r_e$ Ist $\frac{V_T}{I_E} = 25.3\Omega$ (mit $V_T \approx 25.3mV$ ). Nur $R_2$ Und $r_e$ sind also "zu erden". $R_1$ spielt nicht in der Rolle. So $R_{R2||(\beta*re)} = 1844\Omega$ (mit $\beta \approx 100$ ) und damit die Signaleingangsimpedanz. Ich kann nicht verstehen, wie die Eingangsimpedanz auf 200 reduziert wird $\Omega$ in dieser geerdeten Emitter-Verstärkerschaltung mit DC-Rückkopplung.

G36

Aber die AOE sagt nicht, dass Rin gleich R1 ist. Sie versuchen Ihnen zu sagen, dass R1 vom Eingangssignal als viel kleinerer Widerstand gesehen wird. Siehe den Miller-Effekt electronic.stackexchange.com/questions/234349/… Und die Eingangsimpedanz des gesamten Verstärkers ist gleich

R_{I N} = R_{2} | | \frac{R_{1}}{| A_{V} | + 1} | | (β + 1) r_{e} \approx \frac{68 k Ω}{321} \approx 200 Ω

$\Large R_{IN } = R_2|| \frac{R_1}{|A_V|+1}||(\beta +1)r_e \approx \frac{68kΩ}{321} \approx 200Ω$ Weil

\frac{68 k Ω}{321}

$\frac{68kΩ}{321}$ ist der kleinste Widerstand in Parallelschaltung.

G36

Ich empfehle Ihnen auch dringend, dies ittc.ku.edu/~jstiles/412/handouts/… zu lesen. Es sollte Ihnen sehr helfen.

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Eingangsimpedanz des geerdeten Emitterverstärkers mit DC-Rückkopplung

Aber die AOE sagt nicht, dass Rin gleich R1 ist. Sie versuchen Ihnen zu sagen, dass R1 vom Eingangssignal als viel kleinerer Widerstand gesehen wird. Siehe den Miller-Effekt electronic.stackexchange.com/questions/234349/… Und die Eingangsimpedanz des gesamten Verstärkers ist gleich $\Large R_{IN } = R_2|| \frac{R_1}{|A_V|+1}||(\beta +1)r_e \approx \frac{68kΩ}{321} \approx 200Ω$ Weil $\frac{68kΩ}{321}$ ist der kleinste Widerstand in Parallelschaltung.
Ich empfehle Ihnen auch dringend, dies ittc.ku.edu/~jstiles/412/handouts/… zu lesen. Es sollte Ihnen sehr helfen.

jonk · Answer 1

Es geht hauptsächlich darum, wie sich die Kollektorspannung in Bezug auf eine Basisspannungsänderung ändert.

Zunächst wird angenommen, dass die Impedanz der Eingangskapazität bei der betrachteten Frequenz vernachlässigbar ist und vernachlässigt werden kann. Als nächstes wissen Sie, dass die Spannungsverstärkung nahe ist $A_v=\frac{R_{_\text{C}}}{r_e}\approx 320$ (Hier Ihre eigenen Zahlen.)

Da sich die Kollektorspannung in die entgegengesetzte Richtung zur Basisspannung bewegt und dies um diese Verstärkungszahl tut, wird die Spannungsänderung über dem Widerstand sein $v_{_{\text{R}_1}}=-A_v\cdot v_i - v_i=-\left(A_v+1\right)v_i$ . Deshalb, $i_{_{\text{R}_1}}=\frac{v_{_{\text{R}_1}}}{R_1}=-\left(A_v+1\right)\frac{v_i}{R_1}$ .

Normalerweise würde man erwarten $\mid\: i_{_{\text{R}_1}}\mid=\frac{\mid v_i\mid }{R_1}$ . Aber wie Sie sehen können, ist es so $\mid-\left(A_v+1\right)\mid=A_v+1$ mal größer. Also der Widerstand von $R_1$ , wie von der Eingabe gesehen, scheint wegen der Richtung und Größe der Kollektorspannungsänderung in Bezug auf die Basisspannungsänderung etwa 321-mal kleiner zu sein.

Ich bekomme nur den mathematischen Teil, bei dem der Eingang (oder das kleine Eingangssignal) aufgrund der Verstärkung am Kollektor ~ 320 kleiner und 68k / 320 ~ 200 sieht $\Omega$ . Aber warum $R_1$ ? Der kleine Eingangsstrom sollte in Richtung Masse fließen und den Strom weiterleiten $R_2$ und der Emitter, statt $R_1$ . Die Impedanz, die der kleine Signalstrom am Eingang sieht, sollte eine Berechnung sein $R_2$ Und $r_e$ , nicht $R_1$ . Anscheinend liege ich falsch und verstehe das Konzept nicht, hoffe hier, dass Sie zur Klärung beitragen können.
@KMC Angenommen $v_i$ bewegt sich ein klein wenig nach unten. Dann bewegt sich die Kollektorspannung als Reaktion darauf schnell nach oben. Ja? Dies erzeugt eine Spannungsänderung über $R_1$ die sehr viel größer ist (da der Kollektor in die entgegengesetzte Richtung wegzieht ) und daher eine Stromänderung , die auch sehr viel größer ist (als sonst erwartet.) Also am besten "sehen" $R_1$ Die Ladung von ist so, als ob sie einen etwa 320-mal geringeren Wert hätte. Denken Sie einfach noch ein bisschen darüber nach. (Wenn es hilft, stellen Sie sich vor, die Spannungsverstärkung wäre unendlich und entgegengesetzt, und überlegen Sie, was das bewirken könnte.)
Ich verstehe jetzt. Wenn also der Ausgang auf der Kollektorseite genommen wird, wird die Eingangsimpedanz durch den Pfad vom Eingang zum Kollektorausgang gesehen und einer Verstärkung unterzogen; und wenn der Ausgang auf der Emitterseite liegt, wird die Eingangsimpedanz dann vom Eingang zum Emitter mit einem \$\beta\+1$ Multiplikator gesehen?
@KMC Nun, nein. Wenn der Ausgang vom Emitter genommen würde, die Schaltung jedoch genau gleich bliebe, wäre die Spannungsverstärkung für Ihren Ausgang nahe 1, aber der Rückkopplungswiderstand dieses Kollektors hätte immer noch die gleiche Wirkung auf den Eingang. Die Eingabe scheint also aufgrund von R1 immer noch eine schwere Last für die Quelle zu sein. Sie müssten R1 entfernen, um diese Belastung zu entfernen, und das würde sowieso eine radikale Änderung der Schaltung bedeuten. Dann wäre es eine andere Analyse.

LvW · Answer 2

LvW

Nur um das Bild zu vervollständigen (aus Systemsicht):

Die Widerstandskette R1-R2 sorgt für eine spannungsgesteuerte Stromrückkopplung: Am Basisknoten wird der Eingangsstrom mit dem Rückkopplungsstrom überlagert. Dies ist der Rückkopplungsanordnung sehr ähnlich, wie sie von der invertierenden Opamp-Konfiguration bekannt ist.

Aus der Systemtheorie wissen wir, dass sich in diesem Fall der Eingangswiderstand um den Schleifenverstärkungsfaktor (besser: 1+Schleifenverstärkung) verringert.

Daher ist der Gesamteingangswiderstand die Parallelkombination:

Rin=[R1/(1+Av) || R2 || rbe] (mit rbe=hie und Av=gm*Rc=Rc/re)

KMC

\frac{R_{1}}{1 + A_{v}}

$\frac{R_1}{1+A_v}$ ~

210 Ω

$210\Omega$ , und mit

R_{2}

$R_2$ =

6.8 k Ω

$6.8k\Omega$ Und

r_{e}

$r_e$

\approx

$\approx$

25.3 Ω

$25.3\Omega$ , das gibt

R_{i n}

$R_{in}$ sein ~

22 Ω

$22\Omega$ statt ~

200 Ω

$200\Omega$ . Jetzt verwirrt mich das, wo Input ~ sieht

22 Ω

$22\Omega$ und wo zu sehen

200 Ω

$~200\Omega$ ?

LvW

KMC... Ich mag das Modellieren mit re überhaupt nicht. Und Ihr Kommentar zeigt deutlich warum! Das Symbol re kann zu Verwirrung und Missverständnissen führen...re ist NICHT der dynamische BE-Widerstand. In meiner Formel sehen Sie rbe=hie (normalerweise einige kOms). Die Größe re ist die inverse Transkonduktanz (re = 1/gm) und erscheint nur im Verstärkungsausdruck.

G36

r_{b e} = r_{π} \approx h_{i e} = \frac{β}{g_{m}} = (β + 1) r_{e}

$\Large r_{be} = r_{\pi} \approx h_{ie} = \frac{\beta}{g_m}= (\beta +1)r_e$ Wo

r_{e} = \frac{V_{T}}{I_{E}}

$\Large r_e = \frac{V_T}{I_E}$ electronic.stackexchange.com/questions/367321/…

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