Fragen zu diesem Hochfrequenz-Sägezahngenerator

Also fand ich diesen sehr einfachen Sägezahngenerator:

http://www.radiolocman.com/shem/schematics.html?di=143990 Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

Ich habe ein paar Fragen dazu:

Ich verstehe, dass, wenn sich der Kondensator C_T vollständig auf a auflädt high, der Wechselrichter geht low, wodurch sich C_T durch die D_2-Diode entladen lässt. Aber wo läuft es danach ab? Öffnet der Wechselrichter an seinem Ausgang einen Abfluss zum Boden? Ist es genau wie ein CMOS-NOT-Gatter, bei dem die NMOS-Hälfte auf Masse abfließt?

Was kann ich tun, um die Entladung schneller zu machen, damit ich die negative Kante vertikaler machen kann? Allerdings ist mir die ansteigende Aufwärtsrampe egal, das muss nicht linear sein (könnte für mich ein umgekehrtes Kondensatorladediagramm sein).

Wie viel Frequenz kann ich aus diesem Sägezahngenerator herausquetschen, sagen wir, wenn ich einen 74LVC1G14 mit 2,2 ns Laufzeitverzögerung verwende? Ich dachte daran, 1 nF-100 pF für C_T und 10-100 Ohm-Bereiche für R_T zu verwenden ... Kann ich Hunderte von MHz verwenden? Oder ist der hohe Ladestrom (da R_T so niedrig ist) zu hoch, als dass der C_T zu einer konstanten Zeit aufgeladen werden könnte? Wenn ja, habe ich zufällig die einfache Möglichkeit, V_CC = 2,5 V und V_DD = 5 V zu verwenden.

Möglicherweise verwandte Frage zur Erzeugung eines 100 - 500-MHz-Sägezahns. Einige gute Diskussionen über die Art der erforderlichen Komponenten.

Antworten (1)

der Inverter geht auf Low, wodurch C_T durch die D_2-Diode entladen wird. Aber wo läuft es danach ab?

Wenn der Ausgang des Inverters niedrig ist, verbindet der NMOS-Transistor der Ausgangsstufe des Inverters den Ausgang effektiv mit Masse. Sie können im Datenblatt nach dem maximalen sinkenden Strom suchen, um eine Schätzung zu erhalten, wie schnell er sich entladen kann C T .

Was kann ich tun, um die Entladung schneller zu machen, damit ich die negative Kante vertikaler machen kann?

Reduzieren C T .

Dann müsstest du erhöhen R T zu kompensieren, wenn Sie die Anstiegsflankenzeit gleich halten möchten.

Um wirklich schnell zu gehen, könnte die Diode wichtig werden und Sie sollten nach einer schneller schaltenden Diode suchen (aber ich habe mir die 1N4148-Spezifikationen nicht angesehen - sie könnte bereits schnell genug sein).

Bearbeiten: Ich habe die 1N4148-Spezifikationen überprüft. Fairchild spezifiziert es mit einer Reverse-Recovery-Zeit von 4 ns. Diese Spezifikation verlangsamt nicht die maximale Schaltrate Ihrer Schaltung, begrenzt jedoch, wie schnell Sie gehen und dennoch die Sägezahnwellenform beibehalten können (langsame ansteigende Flanke und schnell abfallende Flanke). Wenn Sie mit dieser Diode versuchen, Ihren Sägezahn schneller als vielleicht 10 MHz zu machen, werden Sie aufgrund der Sperrverzögerungsfunktion der Diode wahrscheinlich eine merkliche Verzerrung feststellen. Die anfänglichen ~4 ns der ansteigenden Flanke sind schneller als die gewünschte Rampenrate.

Kann ich Hunderte von MHz erreichen?

Ich würde vermuten, dass 100 MHz machbar sind. Viel höher als das ist wahrscheinlich eine ziemliche Herausforderung, wenn es überhaupt möglich ist.

Bei einer Laufzeitverzögerung von 2,2 ns sind 227 MHz die absolute Grenze.

Ist der hohe Ladestrom (da R_T so niedrig ist) zu hoch, als dass C_T zu einer konstanten Zeit aufgeladen werden könnte?

Ich bin mir nicht sicher, was Sie mit dieser Frage meinen. Sie werden wahrscheinlich feststellen, dass die Entladezeit etwas variiert, wenn sich die Temperatur des ICs ändert. Die Ladezeit hat wahrscheinlich mehr mit der Stabilität der Schwellen des Schmitt-Triggers, der Stabilität von Vcc und der Stabilität von zu tun R T .

Ich habe den "Sinkstrom", auf den Sie sich bezogen haben, überprüft. Ich habe ihn nicht unter diesem Namen gefunden, aber ich nehme an, er ist derselbe wie "Ausgangsklemmstrom", der laut Datenblatt 50 mA beträgt. Nun, ich weiß nicht, ob dies eine gültige Berechnung ist, aber t = 1 nF * 5 V / 50 mA wird 100 ns (V_CC = 5 V) sein ... Das ist viel langsam, nicht wahr?
Im TI-Datenblatt, Tabelle 6.3, ICH Ö L . Angegeben als 32 mA max. Das ist ein empfohlener Betriebszustand, keine elektrische Eigenschaft, daher wird der tatsächliche Kurzschlusswert wahrscheinlich etwas höher sein. Aber wenn Sie eine Schaltung so entworfen haben, dass sie so läuft, sollten Sie nicht damit rechnen, dass sie lange hält.
In Ordnung, wie wäre es, wenn Sie den Ausgang des Inverters an einen PMOS speisen und die PMOS-Quelle zwischen C_T und R_T (anstelle von D_2) haben und auf Masse ableiten?
Das PMOS wird sich in diesem Szenario wahrscheinlich nicht sehr gut einschalten, es sei denn, Sie können sein Gate unter die Erde ziehen.
Wie wäre es mit einem Verarmungs-NMOS und einem Verbesserungs-PMOS und einem Inverter mit höherem Strom? Allerdings kenne ich die Verzögerungen nicht.
Verwenden Sie besser nur einen nicht invertierenden Schmitt-Trigger-Puffer und dann einen gewöhnlichen CMOS-Konfigurationspuffer. Aber wirklich, warum bleiben Sie nicht einfach bei der Antriebsleistung, die Sie haben, und reduzieren Sie C T ?
In Ordnung, Änderung auf V_CC = 2,5 V, C_T = 1-10 pF ...
Schließlich, wie viel Strom kann ich vom Sägezahnausgang beziehen, vorausgesetzt, er wird in einen Stromkreis eingespeist, der nicht 0 Impedanz hat. Ist es (V_CC - V_D1)/R_T?
@Donut, jeder Strom, den Sie vom Ausgang beziehen, verzerrt die Wellenform (und umso niedriger der Kondensatorwert). Sie sollten wahrscheinlich eine Pufferschaltung verwenden, wenn Sie eine Last mit einem signifikanten Strom treiben müssen.
Beachten Sie auch bei Ihrem Vorschlag, C_T < 10 pF zu verwenden - beachten Sie, dass der Eingang des '1G14-Chips ungefähr 4 pF (IIRC) hat. Dadurch wird festgelegt, wie niedrig C_T effektiv sinken kann.
Danke. Werde das im Hinterkopf behalten.
(3 Kommentare oben). Ich weiß nicht, was ich für einen Puffer wählen soll ... Ich denke darüber nach, einen nicht invertierenden CMOS-Schmitt-Trigger zu verwenden. Ist das ein guter Weg?
Nicht, wenn Sie die Sägezahnform beibehalten möchten. Suchen Sie nach "Operationsverstärkerpuffer".
Welche soll ich dann wählen? Ein bestimmtes Teilemodell wäre hilfreich.
Hängt davon ab, welche Last Sie fahren, welche Frequenz, welche Amplitude, maximale Verzerrung, ...
Ich habe gerade Digikey überprüft und alle Buffer Opamps werden nicht höher als 295 mA. Ich denke, ich brauche mindestens 1-2A.
@DonutCloseDizAccount, Sie können eine neue Frage öffnen, in der Sie gefragt werden, wie es geht. Aber fragen Sie nicht nur "welchen Operationsverstärker", fragen Sie "wie puffere ich ein Signal mit x-, y-, z-Eigenschaften, um eine R- Ohm-Last zu treiben".
(6 Kommentare oben) Dumm von mir zu vergessen, dass die Verwendung eines Schmitt-Triggers nur den Sägezahn diskretisieren würde. Da habe ich meinen Kaffee noch nicht getrunken.
@Photon: Ich gehe nur mit der Lösung, die oben in 14 Kommentaren erwähnt wurde. "In Ordnung, wie wäre es, wenn Sie den Ausgang des Inverters an einen PMOS speisen und die PMOS-Quelle zwischen C_T und R_T (anstelle von D_2) haben und auf Masse ableiten?" Ich habe bereits erwähnt, dass ich eine einfache 2,5-V-Quelle habe, also werde ich sie als Masse mit den 5 V verwenden, um +2,5 V und -2,5 V zu erzeugen. Würde es dann reichen, das PMOS zu schließen?
^ oh Mist ... Ich habe vergessen, dass diese Art von PMOS eine Verbesserung war! Dumm. Das hat Photon also gemeint, als würde es sich nicht einschalten. Mist.. neu gestalten!
Ich bin jetzt etwas verwirrt ... Hätte die grundlegenden MOSFET-Wiki-Seiten vollständig lesen sollen ...
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