Frequenzgang des Differenzverstärkers

Das hat nichts damit zu tun, dass der Operationsverstärker als Differenzverstärker konfiguriert ist. Selbst in einem einfachen Verstärker ohne invertierende Verstärkung führen die parasitären Kondensatoren (Eingang zu Masse und die parasitäre Rückkopplung vom Ausgang zum invertierenden Eingang) beim Erhöhen der Widerstände (ohne Änderung der Verstärkung) zu einer Verringerung der erwarteten Verstärkung im geschlossenen Regelkreis. Wenn Sie die Widerstände kleiner machen und zu weit treiben, kann der Operationsverstärker nicht den Strom liefern, der von den Gegenkopplungskomponenten benötigt wird.

Wie bei den meisten Operationsverstärkerschaltungen gibt es einen Goldlöckchenbereich akzeptabler Widerstandswerte, und jenseits dieses Bereichs treten Leistungseinbußen auf.

Natürlich gibt es noch andere Dinge zu beachten; Wenn Sie die Widerstände zu hoch einstellen, beginnen die Eingangsruheströme, die DC-Genauigkeit der Schaltung zu verschlechtern, und dies ist in vielen Fällen etwas, das Sie vermeiden sollten.

Gibt es einen tieferen Grund, warum das Einstellen aller Widerstände auf 100 kΩ einen besseren Frequenzgang ergibt?

Nun, die beste Antwort, die Sie erhalten haben, war mit 10-kΩ-Widerständen: -

Auch hier handelt es sich um eine Kompromisssituation; Es gibt eine Reihe von Werten, die für eine bestimmte Anwendung geeignet sind, und die meisten Leute würden standardmäßig 10 kΩ für den LM324 verwenden. Wenn es sich um einen Hochgeschwindigkeits-Operationsverstärker handeln würde, würden Sie 1-kΩ-Widerstände in der Rückkopplung betrachten (oder sogar niedriger bei 1 GHz).

Der Operationsverstärker hat eine Eingangskapazität. Daher bilden Sie RC-Filter mit dem Rückkopplungsnetzwerk, das den Frequenzgang beeinflusst. Wenn die Rückkopplungswiderstände zu groß sind, werden die Eingänge sehr langsam. Daher "bemerkt" der Operationsverstärker Fehler an seinen Ein-/Ausgängen zu spät und überkompensiert sie schließlich. Dies führt zu Schwingungen.

Bei sehr kleinen Widerständen schließen Sie die Opamp-Ausgänge grundsätzlich mit anderen Knoten kurz. Wenn diese anderen Knoten auch sehr niederohmig sind (z. B. Masse), kann der Operationsverstärker das Gleichgewicht nicht mehr erreichen, da ihm die Treiberstärke dafür fehlt.

Andy stimmt mit meiner schlechten Erfahrung mit alten LM324 überein, die 10k als Sweet Spot für Feedback haben.

@Audioguru hat es am besten gesagt.

Die alten LM324-Quad- und LM358-Dual-Operationsverstärker wurden für einen niedrigen Versorgungsstrom entwickelt, was zu Rauschen, Übergangsverzerrungen, einem schlechten Hochfrequenzgang und einer schlechten Anstiegsgeschwindigkeit bei hohen Pegeln führte, die die Pegel von Frequenzen über einigen kHz absenkt. – Audioguru

Ich habe diese Frage ernster genommen, um auf die anderen Schwächen dieses kostengünstigen Low-Current-Quad-OA hinzuweisen. Ich hätte diesen alten billigen OA nie für viel mehr als Schaltungen mit niedriger Bandbreite gewählt, wie zum Beispiel, als ich ihn zum Wobbeln einer Lexmark-Lasertrommel von -1,5 kV auf 5 kV mit einem Boost-Transformator-Gleichrichter im nA-Bereich verwendet habe.

• Sie erhalten ein anderes Bode-Diagramm für den realen IC auf + ve-Spitzen (schlecht) als auf negativen Spitzen aufgrund einer asymmetrischen Stromquelle, in der Ausgangsstufe verwendete Senken, die auch asymmetrische hFEs haben. (Ja, das bedeutet, dass THD über 20 kHz wirklich schlecht ist und bei hohen f verzerrt wird.
• Die Eingangsruheströme sind eingangsspannungsempfindlich und die Gleichtaktspannung verschiebt sich um 50 % mit der Differenz, da Vin+ eine /2-Schaltung hat und Vin- versucht, dieser mit der schwächeren Vout+ zu folgen. Aus diesem Grund haben wir immer einen Pullup-Widerstand verwendet, um alle Schwächen dieser schwachen vorgespannten Ausgangsstufe der Klasse AB zu verbessern, die darauf ausgelegt ist, den Ruhestrom und nicht die lineare Reaktion über die gesamte Einheitsverstärkung BW zu minimieren, was weitaus stressiger ist als ein Diff-Verstärker mit hoher Verstärkung BW reduzieren.
• Beim Einschalten gibt es einen anfänglichen Pulldown am Ausgang in der Nähe von -Vss, der meinen Standpunkt zu dem oben Gesagten beweist, und es dauert ungefähr 10 us, bis der Ausgang auf fast 0 V ansteigt, wo Sie erwarten, dass er mit bipolaren Versorgungen beginnt. Dies war ein Fehler, der in diesem Legacy-Design nie behoben wurde. Selbst die bescheidene 741 hatte diesen Fehler nicht, aber viele andere.
• Es gibt eine nicht spezifizierte Eingangskapazität, die den Eingangsvorspannungsstrom bei Ihren -3-dB-Frequenzen eher wie eine Rechteckwelle aussehen lässt, die nahe 1,2 MHz liegen sollte, wenn Ihr Simulatormodell nominal und nicht im schlimmsten Fall ist. Der durchschnittliche Eingangsruhestrom ist immer noch derselbe, nimmt aber schnell mit der Gleichtaktspannung ab, da es sich um PNP-Differenz-Darlington-Eingänge handelt, die für einen Betrieb bis hinunter zu -Vss ausgelegt sind. Aber diese Eigenschaft verursacht auch eine offensichtliche bipolare Eingangskapazität und ändert sich mit dem Eingangshub der Eingangsdifferenz- und Gleichtaktspannungen. Es wird also weitaus ausgeprägter, wenn >100k Feedback mit Signalen mit hoher Anstiegsrate verwendet wird, was zu einer schlechten BW mit 10M-Werten führt.

Es gibt noch mehr Gründe, warum 10k der Sweet Spot ist und ein Pullup die Leistung verbessert, aber wenn Sie eine bessere Leistung benötigen, verlassen Sie sich nicht auf den LM324. Andernfalls müssen Sie die Interna verstehen und Ihren Kopf untersuchen lassen. Nein, hab nur Spaß gemacht. Mit dem Modell von Falstad können Sie die Anstiegsgeschwindigkeit und die Strombegrenzerwerte ab der Standardeinstellung des LM324 ändern. Stimmt Ihr Simulator zu?

Ich weiß, diese Antwort kommt etwas spät. Ich bin jedoch nicht davon überzeugt, dass der beobachtete Effekt auf die Eingangskapazität zurückzuführen ist. Die Frequenzgangkurven zeigen keine charakteristische Spitze oder Resonanz am Knie, was zu sehen ist, wenn die Eingangskapazität der begrenzende Faktor der Bandbreite ist. Siehe Diese Frage für Informationen über den fehlenden "Peak", auf den ich mich beziehe.

Vielmehr vermute ich aufgrund der Modellierung, dass die Ursache der Bandbreitenänderung auf den folgenden Prozess zurückzuführen ist.

1. Eine Erhöhung der externen Widerstände des Operationsverstärkers führt zu einer hohen Impedanz zwischen den Eingangsleitungen des Operationsverstärkers und Masse.
2. Die hohe Impedanz zwischen den Eingangsleitungen und Masse führt dazu, dass sich die Emitter (und Basen) des Differentialpaars zu einer der Versorgungsschienen bewegen
3. Wenn sich die Emitter/Basen in Richtung der Versorgungsschienen bewegen, bewegen sich die Differenzpaar-Transistoren und die Konstantstrom-Versorgungstransistoren in Richtung Abschaltung
4. Anstatt schnell zu einer Verschlechterung der Ausgangswellenform zu führen, verliert die Differenzeingangsstufe des Operationsverstärkers "anmutig" die Transkonduktanz (ich führe dies größtenteils auf die geringe Größe der Differenzeingangsspannung zurück).
5. Wenn die Eingangsstufe die Transkonduktanz verliert, verliert der Operationsverstärker die Gesamtverstärkung im offenen Regelkreis
6. Wenn der Operationsverstärker die Open-Loop-Verstärkung verliert, verliert ein Gegenkopplungsverstärker mit fester Verstärkung (in diesem Fall Einheitsverstärkung) Bandbreite.

Ich habe ein diskretes Komponentenmodell einer Differenzeingangsstufe eines Operationsverstärkers verwendet.

^{Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan}

Mir ist klar, dass die in dieser Schaltung verwendeten diskreten Komponenten nicht mit den viel kleineren Komponenten übereinstimmen, die in einem LM324 verwendet werden. Trotzdem denke ich, dass die Simulation dieser Schaltung den von mir vorgeschlagenen Mechanismus veranschaulichen wird.

Die Transistormodelle sind für 2N3904/3906. Das nominale Beta des 2N3904 beträgt 140. Die Eingangsspannung beträgt 20 mV Spitze-zu-Spitze. R1 steuert den Emittervorspannungsstrom.$R_{in}$stellt die Impedanz von einem der Eingangspins des Operationsverstärkers zur Masse dar.

Für alle Werte von$R_{in}$weniger als 25k$\Omega$, sieht die Ausgabe in etwa so aus:

Der nicht invertierende Eingang when$R_{in}$0 ist offensichtlich Masse. Wenn$R_{in}$liegt bei 25k$\Omega$liegt der nicht invertierende Eingang bei etwa -3,25 V. Der Frequenzgang sieht in etwa so aus:

Als$R_{in}=75k\Omega$, hat sich wenig geändert, obwohl die Ausgangsamplitude etwas kleiner ist

Bei$R_{in}=1M\Omega$, ist die Ausgabe um etwa -20 dB abgesunken

Und wann$R_{in}=50\Omega$, ist der Ausgang um etwa -50 dB abgesenkt.

Beachten Sie jedoch, dass, obwohl die Amplitude abgefallen ist, die Wellenform immer noch sichtbar eine Vorzeichenwelle ist. Die "Sättigung" des Differentialpaars oder der Konstantstromquelle verändert die Wellenform eleganter als die Wellenformen, die man sieht, wenn der Ausgang eines Operationsverstärkers gesättigt ist. (Der eigentliche Mechanismus ist die "Abschaltung" des Transistors, aber wir beziehen uns oft auf die "Sättigung" eines Verstärkers, daher die Anführungszeichen um "Sättigung").

Noch einmal, wenn die Open-Loop-Verstärkung eines Operationsverstärkers reduziert wird, dann wird die Closed-Loop-Bandbreite reduziert. Ich halte es für wahrscheinlicher, dass die in der obigen Frage gesehenen Ergebnisse wahrscheinlich eher durch eine Verringerung der Verstärkung als durch die Eingangskapazität verursacht werden, da eine charakteristische Spitze oder Resonanz fehlt, wenn die Eingangskapazität die Bandbreite begrenzt.