[Diese Frage hängt mit einer anderen Frage zusammen. Diese andere Frage fragt, warum sich ein bestimmter Operationsverstärker so verhält, wie er es tut. Ich denke, es gibt viele Gründe, von denen viele in den Antworten auf diese Frage umrissen werden. Es gibt jedoch einen Grund, der meiner Meinung nach keinen wesentlichen Beitrag zum Verhalten des Operationsverstärkers leistet, und das ist die Kapazität am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers. Da ich keine vollständige Erklärung/Antwort auf diese spezielle Frage habe, habe ich diese Frage erstellt, um (hoffentlich) ein bestimmtes Problem zu klären.]
In einer bestimmten Operationsverstärkerschaltung wurde beobachtet, dass die Multiplikation aller Widerstandswerte in dieser Schaltung mit einer Konstanten den Frequenzgang dieser Schaltung veränderte. Obwohl die Schaltung als Differentialverstärker mit Einheitsverstärkung dargestellt wurde, wurde der nicht invertierende Eingang auf Massepotential gehalten. Hier habe ich also die Schaltung zu einem invertierenden Verstärker mit Einheitsverstärkung vereinfacht:
Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan
Mit dem CircuitLab-Modell konnte ich eine Änderung des Frequenzgangs durch Ändern der Widerstände von 100k nicht reproduzieren bis 100M . Ändern Sie jedoch die Widerstandswerte auf 100 habe den Frequenzgang verändert. Ich glaube, das Gewürzmodell, das vom Poster in der oben genannten Frage verwendet wird, ist ausgefeilter als das CircuitLab-Modell. Das Element, das ich modellieren möchte, nämlich die Eingangskapazität, weist jedoch einige Eigenschaften auf, die trotzdem vorhanden sein sollten.
Das Modell, das ich betrachten möchte, ist dieses:
Simulieren Sie diese Schaltung
Der Frequenzgang dieser Schaltung sieht folgendermaßen aus:
Ich habe diese Schaltung mit mehreren verschiedenen Widerstandswerten, mehreren verschiedenen Kondensatorwerten und mehreren verschiedenen Operationsverstärkern simuliert. In allen von mir getesteten Fällen gibt es eine charakteristische Amplitudenspitze, gefolgt von einem Abfall von etwa 40 dB/Dekade. Bei der Spitzenfrequenz gibt es eine charakteristische Phasenänderung von 180 Grad. (oder bei sehr niedrigen Widerstandswerten eine Phasenänderung von einem Vielfachen von 180 Grad).
[Beachten Sie, dass die Spitzenfrequenz nicht die Grenzfrequenz eines Standard-RC-Tiefpassfilters ist. Wenn Sie die Widerstands- oder Kondensatorwerte um den Faktor 10 ändern, ändert sich die Spitzenfrequenz um einen Faktor von etwa 3, aber der Faktor ändert sich ein wenig und ist nicht genau die Quadratwurzel von 10. Ich würde anbieten, dass die Eigenschaften die von a sind komplexes konjugiertes Polpaar.]
Die Eigenschaften, die sich in meiner Modellierung zeigen, stimmen mit den beschriebenen Auswirkungen der Eingangskapazität auf den invertierenden (negativen) Eingang eines invertierenden Verstärkers in diesem TI-Anwendungsbericht über die Auswirkungen der parasitären Kapazität auf Operationsverstärkerschaltungen überein.
Vergleichen Sie nun bitte das oben Gesehene mit dem Frequenzgang in der vorherigen Frage.
Diese Antwort wurde aufgenommen, als die Widerstände auf 100 M eingestellt wurden .
Meine Frage ist, ob es vernünftig ist, aus dem Fehlen einer Amplitudenspitze und der plötzlichen 180-Grad-Phasenverschiebung (charakteristisch für die Kapazität am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers) zu schließen, dass eine solche parasitäre Kapazität am Operationsverstärker Der Verstärkereingang spielt eine vernachlässigbare Rolle im Frequenzgang, der in der Schaltung beobachtet wird, der der explizite Kondensator fehlt? Vielleicht fehlt mir etwas.
Edit: Vielleicht könnte ich meine Frage anders formulieren. Einige Faktoren bewirken, dass die Bandbreite der Operationsverstärkerschaltungen begrenzt wird. Ein möglicher begrenzender Faktor ist die Eingangskapazität zusammen mit den Schaltungswiderständen. Wenn die Bandbreite jedoch durch Eingangskapazität in Kombination mit Schaltungswiderständen in Modellen begrenzt wird , zeigen die Modelle verräterische Anzeichen, insbesondere eine Amplitudenspitze und eine plötzliche 180-Grad-Phasenumkehr. Wenn der Frequenzgang einer Schaltung diese Merkmale nicht zu haben scheint, ist es vernünftig zu schlussfolgern, dass ein oder mehrere andere Faktoren die Bandbreite begrenzen? Ist die Schlussfolgerung vernünftig, dass die Eingangskapazität zwar eine gewisse Rolle im Frequenzgang spielt, aber nicht die dominierende Rolle spielt? Oder wäre diese Argumentation falsch?
Informationen für @AndyAka
Hier ist der Frequenzgang mit den Widerständen, die beide auf 100 eingestellt sind , und kein Kondensator am Eingang.
Beachten Sie, dass die 3-dB-Grenzfrequenz bei etwa 500 kHz liegt, und beachten Sie die 90-Grad-Phasenverschiebung.
Hier ist nun der Frequenzgang mit 100M Widerständen und einem 100 pF Eingangskondensator.
Beachten Sie die Spitze bei etwa 4 kHz und die Phasenverschiebung von 180.
Als nächstes folgt der Frequenzgang mit 100M Widerständen und einem 100 fF Eingangskondensator.
Die Spitze hat sich auf etwa 150 kHz verschoben. Es ist breiter und mit geringerer Amplitude, aber immer noch deutlich wahrnehmbar.
Selbst mit dem Kondensator bei 10 fF (und den Widerständen bei 100 M ), ist die "Spitze", obwohl ziemlich breit und nicht sehr hoch, immer noch erkennbar, ebenso wie die 180-Grad-Phasenverschiebung.
Die Spitze liegt hier fast bei der zuvor gefundenen Bandbreite von 500 kHz -3 dB. Wenn die Kapazität noch kleiner gemacht wird, verschwindet die "Spitze" in der Dämpfung, die durch den internen Kompensationskondensator des Operationsverstärkers verursacht wird.
Bei kleineren Widerständen wird die gleiche Reihenfolge beobachtet, außer bei unterschiedlichen Kapazitätswerten.
Jetzt gibt es in der nächsten Grafik KEINE beobachtbare Spitze.
Es gibt einen Roll-Off mit einer Break-Frequenz von etwa 15 kHz. Ich bezweifle nicht, dass dieser anfängliche Abfall auf eine Kapazität irgendwo im Operationsverstärker zurückzuführen ist. Das Fehlen einer Spitze deutet jedoch darauf hin, dass die Kapazität, die den Abfall verursacht, wahrscheinlich anderswo als am invertierenden Eingang liegt. [Wenn ich mir das Phasendiagramm ansehe, sieht es für mich so aus, als ob es einen zweiten Pol zwischen 100 kHz und 500 kHz geben könnte. Es würde mich nicht überraschen zu erfahren, dass diese Unterbrechung bei höheren Frequenzen durch die Kapazität am invertierenden Eingang verursacht wird.]
Vielleicht irre ich mich in meiner Hypothese, aber ich habe nicht gesehen, dass die "Spitze" verschwunden ist, außer in der Hochfrequenzabsenkung, die vom Kompensationskondensator des Operationsverstärkers erzeugt wird. Wenn also etwas darauf hindeutet, dass meine Vermutung falsch ist, bin ich mir dessen immer noch nicht bewusst.
TL; DR - Die Verzerrung der Ausgangsstufe des LM324 vermasselt das Verhalten gegenüber dem Modell mit R1 = R2 = 100 k, C1 = 1 nF. Wenn Rload=1K zu Vee hinzugefügt wird, entspricht es dann dem CircuitLab-Modell (und auch einem algebraischen 1-Term-Modell). Ohne Kappe und ohne Last scheinen andere Dinge im Operationsverstärker eine Verzögerung von ein paar hundert ns zur -1-Verstärkungskonfiguration hinzuzufügen.
Beginnen Sie mit der Durcharbeitung eines algebraischen 1-Term-Modells.
Vereinfachtes Modell der Verstärkung des Operationsverstärkers:
Dann,
Die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers beträgt
Ersetzen der Symbole aus der ursprünglichen Schaltung
Verwenden ; ;
Was in Octave/Matlab so herauskommt (KORRIGIERT):
s=tf('s'); wa=2*pi*1e6; bode( -1/(1 + s*2/wa + s^2*0.0001/wa) )
Beachten Sie das Bogenmaß auf der horizontalen Achse.
Das sieht also sehr nach dem Diagramm des ersten Modells (CircuitLab?) In der OP-Frage aus. Die 40 dB/Dekade kommen von der zweipoligen Antwort und die abrupte Phase von -180 von der Resonanz. Ich weiß nicht, was in diesem Spice-Modell vor sich geht.
UPDATE1 - Das hat mich also gestört. Ich habe während einer langen Zoom-Session eine Testschaltung gebaut.
Hier ist das Ergebnis mit R1=R2=100k, kein Cap, keine Last.
Als nächstes ist hier R1 = R2 = 100k, wobei 1,5K R_load zu GND hinzugefügt werden. Verwendet auch einen kleineren Eingang mit 51 Ohm Terminierung.
Weiter ist dasselbe, aber R1 = R2 = 10k. (Ich habe auch R1 = R2 = 1k gemacht, aber es hat sich nicht viel davon geändert).
UPDATE2 - Ich habe dann versucht, Rload = 1k von Output-to-Vee anstelle von Output-to-GND zu verbinden. Dies änderte die Ergebnisse ohne C1-Kappe nicht wesentlich (verkürzte die Verzögerung um weitere 25 ns). Aber es machte einen großen Unterschied, als C1 hinzugefügt wurde (unten).
Es scheint wieder an der Ausgangsstufe zu liegen. Bei Vin = 100 mVpp -150 mVoffset (dh DC-Ausgangspegel = +150 mVdc) wurde Rload, das auf GND geht, unwirksam, um eine Verzerrung der Ausgangsstufe zu verhindern, nachdem eine gewisse positive Verstärkung vorhanden war. Es verursachte eine asymmetrische Wellenform und ein Hystereseverhalten, bei dem sich die Spitzenfrequenz um etwa 20–25 % bewegte, je nachdem, ob die Frequenz ansteigt oder abfällt. Rload, das zu Vee ging, hat es behoben. Es schaltet auch den Ausgang etwas mehr ein (10 mA DC).
Wenn also ein Rload hinzugefügt wird, damit sich die Ausgangsstufe verhält, und C1 hinzugefügt wird, kommt es (für <100 kHz) dem CircuitLab-Modell und dem algebraischen 1-Term-Modell oben in dieser Antwort ziemlich nahe!
UPDATE3 - Wie würde das algebraische Modell aussehen, wenn dem obigen A_OL-Ausdruck eine Verzögerung hinzugefügt würde?
Die folgenden 3 Grafiken zeigen es. Ich habe die GBW reduziert, damit sie mit Messungen übereinstimmt, wenn R1 = R2 = 100k. Die Verzögerungswerte werden auch ausgewählt, um mit Variationen von den oben beschriebenen Ausgangslastbedingungen übereinzustimmen.
Die folgenden Graphen werden unter Verwendung eines idealen algebraischen Modells mit Verzögerung berechnet.
Die vorläufige Schlussfolgerung ist also, dass das größere R1 = R2 = 100k die GBW ein wenig reduziert und die Ausgangsbedingungen die Verzögerung ein wenig verändern. Dies scheint das Modell von 100.000 auf 500.000 zu erweitern.
Ich vermute, dass modernere Operationsverstärker diese Probleme in normalen Fällen nicht haben, da der LM324 fast 50 Jahre alt ist und der damalige Prozess ziemlich langsame Transistoren auf dem IC verwendete.
Nur ich
Mathe hält mich auf Trab
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carloc
Andi aka
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