Für welche Rauschfrequenzen ist ein Oversampling-ADC anfällig?

Bei der Berechnung des eingangsbezogenen Rauschens und der Filterung auf einen 24-Bit-Sigma-Delta-ADC ( MCP3561 ) bin ich auf eine Hürde gestoßen. Wenn man die Rauschspektrumdichte (nV/sqrt(Hz)) einer Signalrauschquelle wie thermisches Rauschen kennt, wird das Rauschen in uVrms (Mikrovolt-Effektivwert) unter Verwendung der Bandbreite des Signals berechnet. Die letztere Zahl sollte das Grundrauschen sein, das die effektive Auflösung bestimmt. Daher muss ich wissen, welche Bandbreite (Frequenzspanne) in meinem Szenario gilt:

Der ADC führt internes Oversampling durch, um einen einzelnen One-Shot-Messwert zu bilden. Das Signal stammt von einem Thermistor, bei dem die Vorspannung für die Dauer des ADC mit 10 Hz gepulst wird, daher wird das Signal selbst für die Messperiode als konstant angenommen, und ich nehme an, die Signalfrequenz beträgt 10 Hz. Aber 0-10 Hz kann vernünftigerweise nicht die Frequenzspanne sein, aus der das Rauschen berechnet wird, da der ADC die meiste Zeit inaktiv ist.

Ist die Frequenzspanne von 0 bis zur überabgetasteten Abtastzeit (im kHz-Bereich, aber nur ein Abtastwert)?

Oder liegt die Frequenzspanne von 0 bis zur internen ADC-Abtastrate (im MHz-Bereich)? Aber ich habe gelesen, dass höhere ADC-Geschwindigkeiten das Rauschproblem reduzieren, was nicht mit dieser Idee übereinstimmt. Und während der ADC mit 4,9 MHz läuft, ist die Abtastzeit für jeden Oversampling-Pegel mit dem 3-fachen des erwarteten Werts angegeben (z. B. OSR = 128 dauert 78 us = 12,8 kHz = 4,9 MHz / (3 * 128)), sodass die interne Frequenz gleich ist mir unklar.

Es ist auch leicht vorstellbar, dass noch höhere Rauschfrequenzen die Messung beeinflussen, aber vielleicht wird jedes hochfrequente Rauschen im ADC gefiltert und in das ADC-Datenblatt ENOB aufgenommen? Vielleicht ist eine Nyquist-Grenze beteiligt.

Ziel ist es, die praktische Messauflösung bei verschiedenen Vref-Werten und Oversampling-Pegeln zu verstehen und die Filter zu optimieren. Es scheint mir, dass das langsame Signal gefiltert werden kann, bis das thermische Rauschen die Grenze erreicht, aber um dies zu wissen, brauche ich das thermische Rauschen des Signals als uVrms.

Die Hauptidee hinter Oversampling ist, dass Sie die unerwünschten Frequenzen nach dem Sampling digital filtern. Daher wird das Rauschen in diesem Frequenzbereich gedämpft. Dies wird auch durch die Rauschformung bei der Sigma-Delta-Modulation weiter verkompliziert. Ich denke auch, dass Sie zwischen analogem Rauschen (thermisch) und Quantisierungsrauschen verwechseln. Oversampling hilft nur bei Quantisierungsrauschen, weil es sich im Intervall [-Fs/2, Fs/2] ausbreitet. In diesem Sinne sollten Sie Ihre Frage bearbeiten. Es ist nicht genau klar, was Sie fragen.
Ich habe die Frage bearbeitet, um sie zu verdeutlichen. Soweit ich weiß, ist das Quantisierungsrauschen im Datenblatt angegeben, sodass ich das nicht berechnen muss. Ich muss wissen, was "dieser Frequenzbereich" ist, in dem Oversampling gedämpft wird. "Unerwünschte Frequenzen" sind alles über 10 Hz, was für die Berechnung der Rauschleistung nicht hilfreich ist. Ich verstehe nicht, warum Oversampling bei Quantisierungsrauschen und nicht bei Eingangsrauschen helfen würde.
Um zu sehen, warum Oversampling das Eingangsrauschen nicht beeinflusst, betrachten Sie einen idealen ADC mit unendlicher Abtastrate und unendlichem ENOB. Es wird das Eingangssignal perfekt rekonstruieren. Daher gibt es kein Quantisierungsrauschen. Am Eingangsrauschen ändert das aber nichts. Dies ist, was Sie erwarten würden. Der einzige Zweck eines ADC besteht darin, das analoge Eingangssignal im digitalen Bereich originalgetreu zu rekonstruieren. Es kann nicht zwischen Eingangssignal und Eingangsrauschen unterscheiden. Für einen ADC sieht alles gleich aus.
Sie sagen auch, dass die Leistung des Thermistors Impulse mit 10 Hz sein wird. Bedeutet das ein Tastverhältnis von 0,5? Das Pulsieren der Leistung führt zu einem Rect-Windowing-Effekt. Sie erhalten also das Thermistorsignal, das Sie erhalten würden, wenn die Stromversorgung immer eingeschaltet wäre, gefaltet mit einem Sinc-Fenster im Frequenzbereich. Wenn Sie davon ausgehen, dass das Signal DC ist, wie Sie es getan haben, erhalten Sie ein Dirac-Delta, das mit einem Sinc gefaltet ist, was nur das Sinc ergibt, das am Dirac-Delta zentriert ist. Da das Dirac-Delta bei 0 Hz liegt, bleibt Ihnen nur die sinc-Funktion. Dann brauchen Sie einen Anti-Aliasing-Filter.
Danach müssen Sie die gefilterte sinc abtasten. Das thermische Rauschen am Eingang des ADC wird durch die Bandbreite des Anti-Aliasing-Filters bestimmt. Das Quantisierungsrauschen wird durch die Abtastfrequenz, die Rauschformung (Ordnung des Sigma-Delta), die Spitze-zu-Spitze-Spanne Ihres Signals usw. bestimmt. Ich habe auch eine Sinc-Filterung im ADC entdeckt. Ich habe das über 100-seitige Datenblatt nicht gelesen, daher kenne ich seine Spezifikationen nicht. Das musst du auch eintragen. Sie sehen also, Ihre Frage ist ziemlich kompliziert.
Ich werde die Bias-Leistungsimpulse zeitlich so einstellen, dass der Single-Shot-ADC erst ausgeführt wird, nachdem sich die Filter stabilisiert haben, sodass kein "Rechteckfenster" berücksichtigt werden muss. Das Signal ist tatsächlich DC. Gehe ich richtig davon aus, dass mein Antialiasing-Filter dann eine so niedrige Grenzfrequenz wie möglich haben sollte? (Da 10 Hz nicht praktikabel sind.)
"Das thermische Rauschen am Eingang des ADC wird durch die Bandbreite des Anti-Aliasing-Filters bestimmt" - das ist meine ursprüngliche Frage. Der Filter dämpft das gesamte Signalrauschen, fügt aber auch sein eigenes thermisches Rauschen hinzu. Wenn es keine Obergrenze für die Rauschfrequenzen gibt, für die der ADC anfällig ist, geht die thermische Rauschformel P = 4 * kB * T * delta(f) mit zunehmendem f gegen unendlich. Nicht nützlich, um die Auswirkung von thermischem Rauschen zu berechnen.
Aber es gibt eine Obergrenze, die durch die Filterbandbreite festgelegt wird. Denken Sie daran, dass das thermische Rauschen eines Kondensators (kT / C) ^ 0,5 beträgt. Daher fügt das Tiefpass-Anti-Aliasing-Filter Rauschen nur im Durchlassband hinzu. Wie für die Grenzfrequenz; er sollte so niedrig wie möglich, aber hoch genug sein, damit sich der Filter in angemessener Zeit einpendeln kann. Sehen Sie sich die Sprungantwort des Filters an. Es kann überraschend lange dauern, sich auf 24 ENOB einzupendeln.
Jetzt, wo ich darüber nachdenke, brauchen Sie keinen so schmalen analogen Filter. Sie können die Hochfrequenzkomponenten des thermischen Rauschens im digitalen Bereich herausfiltern.
Wenn dies in einem Quiz wäre, würde ich " Aber 0-10 Hz können vernünftigerweise nicht die Frequenzspanne sein, aus der Rauschen berechnet wird, da der ADC die meiste Zeit inaktiv ist. " als die richtige markieren (dass es tatsächlich 0 ist -10Hz), wobei das 1/f-Rauschen den Hauptbeitrag leistet und nv/sqrt(Hz) den kleineren Beitrag leistet. - Aber das ist nur meine Vermutung. In der Praxis würde ich mich entweder an Microchip wenden oder etwas auf einem Steckbrett aufbauen und einen dynamischen Signalanalysator verwenden. Hier ist ein Video von Dave Jones vom EEVblog, der das Eingangsrauschen misst, etwas, von dem ich denke, dass es mit Ihrem Problem zusammenhängt.

Antworten (2)

In jedem Nicht-Josephson-Übergangs-ADC haben Sie analoge Komparatoren; ihre Bandbreite bestimmt wahrscheinlich das Grundrauschen.

Wie kann man das Rauschen des Komparators abschätzen? Verwenden Sie einfach die Gate-Kapazität des Eingangs-FET.

Unter Verwendung von sqrt(K * T /C), der Mathematik hinter Switched-Cap-Sampling-Noise, werden Sie feststellen, dass ein 10-pF-Kondensator 20 Mikrovolt RMS-Rauschen erzeugt. Und ein 1pF (mit größerer Wahrscheinlichkeit den C_gate_oxide-Wert erhalten) erzeugt 20uVrms * sqrt (10pf/1pf) oder 20uV * 3,16 = 63 Mikrovolt RMS.

Das Oversampling-Verhalten hat den Effekt, dass der Effektivwert von 63 uV auf einen für einen 24-Bit-ADC geeigneten Wert, wie z. B. 2 uV, reduziert wird.

Eine Sache, die Sie vielleicht interessant finden, ist die Digitalisierung einer 5uVPP-Sinuskurve oder einer gut beschriebenen Eingabe von nur wenigen Quanten. Wird der ADC die korrekt gebinnte Codedichte erzeugen? Und wie können wir angesichts von 63uV-Dithering feststellen?

Ich vertraue darauf, dass Microchip im Datenblatt alle internen Rauschquellen des ADC-Chips berücksichtigt. Die Tabelle 2-1 des MCP3561 fasst das Rauschverhalten des Chips zusammen. Natürlich können sie das Rauschen im Signal und in Vref nicht vorhersehen, daher muss ich verstehen, welche Eingangsrauschfrequenzen sich auf die Messungen auswirken, wenn kein kontinuierlicher ADC-Modus verwendet wird.
Wie sauber wird Ihr VREF sein? Da Sie das Datenblatt (noch) nicht gelesen haben, schlage ich vor, dass Sie mit einer stabilen Denkweise fortfahren. Einige Flicker-Rauschphänomene (auch bekannt als 1 / F), die von niederfrequenten eingeschlossenen Ladungen stammen, hängen davon ab, wie lange die Vorspannungen angelegt werden. Darum würde ich mir keine Sorgen machen. Als Fehlerquelle sollten Sie sich der Eigenerwärmung bewusst sein; Die Opamps und Komparatoren im 24-Bit-ADC können ihr Verhalten ändern oder auch nicht, wenn sie die 100 Mikrosekunden anfänglicher Erwärmung des Siliziumchips nach dem Einschalten verwenden.
Danke. Ich werde auch VREF filtern, mit der Annahme, dass Rauschen auf VREF genauso schlimm ist wie Signalrauschen. Ich werde auch auf IC-Eigenerwärmung achten.
Wie werden Sie die Ground Plane aufschlitzen, um die I * R-Spannung zwischen dem ADC und dem Sensor besser zu reduzieren? oder um V = L * dI / dT induzierte Spannungen in den Spuren Vin + und Vin- zu halten? Wenn zwischen der GND-Ebene und der Vin+-Spur eine Gegeninduktivität der Größe 10 NanoHenry besteht und ein Strom mit 0,1 A / 100 Nanosekunde (von einem Schaltregler) entlang des GND-Pfades fließt, ist Vinduce = 1e-8 H * 10 ^ + 6 A /sec == 0,01 Volt. Eine Ihrer Herausforderungen besteht also darin, Ströme von den Spuren Vin+ und Vin- und der darunter liegenden GND-Ebene wegzulenken.
Danke, die Berechnung war hilfreich. Ich habe zwei Schlitze hinzugefügt. Der ADC-Puffer befindet sich am Rand der Masseebene, wobei der Thermistor 45-50 mm von Vin + / Vin- verbunden ist, meistens auf einem verlängerten GND-Streifen. Es könnte für 5,8-GHz-WLAN anfällig sein, aber ich könnte sogar den Signalpfad mit einer leitfähigen Beschichtung für eine spontane zusätzliche GND-Schicht besprühen.
du bist auf einer Rolle damit. Bitte teilen Sie uns die Ergebnisse Ihrer Arbeit mit.

Ich bin schließlich über die Antwort gestolpert. Das MCP3561-Datenblatt enthält zwei Diagramme für den "Frequenzgang des Dezimationsfilters". Hier ist die für 256x Oversampling:Geben Sie hier die Bildbeschreibung ein

Nach meinem Verständnis zeigt dies, dass alle Frequenzen über 3-4 kHz stark gedämpft werden (abgesehen von der 1-MHz-Spitze, die leicht durch den Eingangspin-RC-Filter unterdrückt wird). Ich sollte also das externe Rauschen anhand der spektralen Rauschdichte von 0 bis 3-4 kHz berechnen.

Für welche Rauschfrequenzen ist ein Oversampling-ADC anfällig?
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