Ich versuche, eine rauscharme, verzerrungsarme und kostengünstige Operationsverstärkerschaltung zum Multiplexen analoger (Audio-) Signale zu entwickeln. Erfahrung, Recherche und einige Experimente führten mich bereits zu folgenden Komponenten in Kombination mit einem ordentlichen Low-Noise-Netzteil:
Bei dieser Frage geht es im Wesentlichen um die Integration des Schalters. Ich weiß, dass Relais eine Alternative zu CMOS-Schaltern sind, aber bei etwa 5- bis 10-fachen Kosten sind sie in diesem Design nicht wirklich eine Option.
Es gab gute Fragen mit sinnvollen Antworten zu Operationsverstärkerschaltungen mit (umschaltbarer) variabler Verstärkung, z . B. hier . Diese Frage bezieht sich nicht auf dieses Problem, wie der Titel vermuten lässt. Aber ertragen Sie es mit mir und lassen Sie es mich als Einführung näher erläutern.
Betrachten Sie diese Schaltung mit variabler Verstärkung:
Die Position der Schalter in dieser Schaltung ist perfekt. Sie liegen auf Masseniveau, sodass kein Offset den Schalterwiderstand beeinflusst. Infolgedessen erzeugen die Schalter in dieser Position keine Modulationsverzerrung.
Auch im Signalweg sind die Schalter von den empfindlichen Eingangspins des Operationsverstärkers entfernt. Rin, Rf, Rg1 und Rg2 können sich alle sehr nahe an den Eingangspins befinden. Wenn sich der Schalter auf der Eingangsseite des Operationsverstärkers befinden würde, wäre dies nicht möglich.
Nun zum eigentlichen Kern meiner Frage. Hier sind 4 verschiedene mögliche Konfigurationen des Eingangsmultiplexings und keine davon kommt der idealen Konfiguration oben der Lösung mit variabler Verstärkung nahe.
Der Rundgang um die U3 ist der Vollständigkeit halber da, aber am wenigsten sinnvoll.
In den Schaltungen um U2 und U4 sehen die Schalter einen variablen Spannungspegel, was zu Modulationsverzerrungen führt.
Die Schaltung um U1 hat die Schalter auf virtueller Masse, aber ihre Position ist auch am invertierenden Eingangspin. Ich habe dies in der Vergangenheit umgesetzt und aus Erfahrung führt dieses Layout zu einer hohen Rauschempfindlichkeit. Ich spreche nicht von Eigenrauschen der Schaltung, sondern von Rauschen der umgebenden Elektronik.
Meine Frage ist, ob jemand Erfahrung mit dem besten Kompromiss hat, der gemacht werden kann, oder Tricks vorschlagen kann, mit denen die hier zusammengefassten Nachteile umgangen werden können, oder einen cleveren, anderen Schaltplan vorschlagen kann, der dasselbe Ziel erreicht.
In den Antworten und Kommentaren wurden mehrere Aspekte des Hauptproblems berührt. Im Wesentlichen habe ich nach der besten Topologie gefragt, und sie hat sich in Richtung Schalteigenschaften (Einschaltwiderstand, Einschaltlinearität, Ausschaltkapazität) und Nebenwirkungen der Mischkonfiguration (Knotenladung, die beim Schalten zu Plops führt), Übersprechen, verschoben. ..
Ich bin mir all dieser Probleme bewusst und habe die Frage möglicherweise zugunsten von Klarheit und Fokussierung zu stark vereinfacht.
Andy aka hat wertvolle Überlegungen angestellt, die ich weiter verfolgen werde, aber die vorgeschlagene Lösung ist genau so, wie ich es in der Vergangenheit getan habe, mit weniger Erfolg als ich erhofft hatte.
τεκ hat eine einfache, aber interessante Alternative angesprochen, die ich ebenfalls untersuchen werde.
Mein Zwischenfazit ist, dass ich versuchen werde, das Hörbuch von Douglas Self zu ergattern. Ich werde mich mit Schalter- und FET-Eigenschaften befassen und versuchen, ihre Wirkung in den verschiedenen Topologien zu simulieren. Das könnte zu neuen Erkenntnissen führen und ich werde berichten. Am Ende werde ich definitiv verschiedene Lösungen prototypisieren. Es kann also etwas dauern, aber ich werde mit neuen Erkenntnissen zurückkommen und berichten.
Alternative:
Simulieren Sie diese Schaltung – Mit CircuitLab erstellter Schaltplan
Nachteile:
Vorteile:
Ein Aspekt, den Sie nicht berücksichtigt haben, ist, dass bei einem invertierenden Mischer der Mischknoten eine virtuelle Erde ist, daher "mischen" Sie Eingangsströme und der Strom jedes Eingangs "senkt" in eine virtuelle Erde. Dies bietet einen großen Vorteil: -
Very little cross talk between one input signal and another.
Mit anderen Worten, kaum ein Eingangssignal bekommt seinen Signalstrom durcheinander von anderen Eingangssignalen. Beim nicht-invertierenden OP-Mischer passiert das nicht , da die Signalpegel voneinander und von den Quellimpedanzen anderer so angeschlossener Signale abhängen. Damit bleiben U1 oder U2 als Hauptkonkurrenten übrig: -
In einem Mischpult wie diesem leidet der Mischknoten sehr unter den angeschlossenen Eingängen, also würde ich mich für die Schaltung entscheiden, die U1 verwendet. Ja, es wird am Mischknoten mehr Kapazität gegen Masse geben, und dies wird Hochfrequenzrauschen verursachen, aber auch eine Reihe von Eingängen, und das ist ein Problem, mit dem alle analogen Mischer konfrontiert sind, also wählen Sie einen Operationsverstärker mit niedrigem Eingangsrauschen Spannungsdichte und seien Sie darauf vorbereitet, einen parallelen Kondensator über Rf hinzuzufügen.
Sie müssen auch bedenken, dass analoge Schalter bei hohen Audiofrequenzen keine offenen Schaltkreise sind und ein gewisses Rauschen im hohen Spektrum von einem Eingang, der als ausgeschaltet gilt, immer noch zu hören ist.
Ich habe das Wort "kaum" verwendet, weil es bei einem Operationsverstärker eine endliche (und nicht unendliche) Verstärkung gibt und der Summierungspunkt der virtuellen Erde zu einer leichten Abstraktion wird. Dies bedeutet, dass die virtuelle Erde bei einigen mVpp liegen kann und bei höheren Frequenzen (bei denen sich die Open-Loop-Verstärkung des Operationsverstärkers verringert) beispielsweise 10 mVpp-p betragen kann. Es ist natürlich immer noch viel besser als der nicht invertierende Summierungsknoten.
Nach einigen Simulationen habe ich die Lösung von τεκ mit sehr guten Ergebnissen ausgearbeitet, gebaut und optimiert:
NE5532 ist der eigentliche Operationsverstärker, den ich verwendet habe. Kümmern Sie sich nicht um den FET im Schaltplan. Ich habe mit mehreren FETs im Bereich von Rdson = 40 mOhm bis 10 mOhm getestet, und Übersprechen ist nur für 10 mOhm FETs akzeptabel. Die sind aber leicht zu finden. Beachten Sie, dass sie mit 4,5 V vollständig geöffnet sein müssen, da ich dies von einem µC mit 5-V-toleranten Open-Collector-Ausgängen steuern möchte.
Dieses Design ist ein Kompromiss zwischen Rauschen und Übersprechen. Widerstände skalieren alle gleichzeitig und es sind R13 und R16 gegenüber Rdson, die das Übersprechen (Leck) bestimmen, während es auch R13, R15, R16, R18 sind, die das thermische Rauschen bestimmen. Der Wechsel von 1k Ohm auf 2k Ohm ist deutlich hörbar.
Dies funktioniert offensichtlich nicht für DC-gekoppelte Systeme, alles ist in Funktion der FETs in der Mitte der Schiene vorgespannt.
Eine sehr gute Mid-Rail-Entkopplung ist extrem wichtig, um keine Einflüsse von umliegenden Schaltungen zu haben.
Aber das obige Schema mit all seinen zwickenden Multiplexen ohne hörbare Verzerrung, mit absolut minimalem Rauschen und Übersprechen.
Falls sich jemand wundert, R14 und R17 sind da, um die Spannung am Drain der FETs zu definieren. Andernfalls würde diese Spannung vom Lecken der Koppelkondensatoren abhängen.
Beachten Sie, dass diese Multiplexer-Version einen großen Nachteil hat, der schwer zu lösen ist: Der Ausgang ploppt immens, wenn Sie einen der FETs schließen. Dies liegt daran, dass die DC-Vorspannung gestört wird, indem der FET-Drain auf Masse gezogen wird. Dieses geht durch die Kupplungskappen über, bevor es ein neues Gleichgewicht erreicht. In meiner Anwendung ist dies jedoch kein Problem, da die Ausgänge während der Multiplexer-Umschaltung kurzzeitig digital stummgeschaltet werden.
Preislich kann ich mir keine besseren Alternativen vorstellen, die Abstriche sind überschaubar, Geräusch und Klang top.
John D
user_1818839
John D
Rackandboneman